Širokopojasni sintetizatori tvrtke Maxim. Frekvencija visoke rezolucije sintetizatora laboratorijskog sintetizatora

Stvaranje moderne komunikacije nemoguće je bez upotrebe visokokvalitetnih frekventnih sintetizatora koji uvelike određuju tehničke parametre radio sustava. Članak ispitan snažni širokopojasni sintisajzeri, i proizvodno poduzeće Maksim integrirankoji vam omogućuju generiranje referentnog signala u rasponu od 0,25 ... 10 GHz. Niski troškovi i odlični pokazatelji razine fazne buke omogućuju im uporabu u različitim primjenama - od osobnih radio komunikacijskih sustava do visokokvalitetnih mjernih instrumenata.

Čovječanstvo sve više koristi radiofrekvencijski odjeljak spektra elektromagnetskih valova, posebno raspon ultra kratkih valova s \u200b\u200bfrekvencijom oscilacija od 0,30 ... 30 GHz. Danas je ovaj široki raspon već prilično ispunjen raznim sustavima radio komunikacija s kanalima za prijenos digitalnih podataka, a ugrađen je u lokalnu i globalnu mrežnu infrastrukturu. Pojava novih sustava i standarda za bežičnu komunikaciju, satelitsku komunikaciju i navigacijske sustave događa se paralelno s poboljšanjem tehnologije za proizvodnju poluvodičkih komponenata i doprinosi brzom napretku u području komunikacijskih mogućnosti.

Satelitska i mobilna, bežična infrastruktura podataka: zahtjevi komponenata

Jedan od temeljnih zadataka u dizajnu bilo koje radiofrekvencijske opreme je osigurati visoku točnost i stabilnost nosačke frekvencije, uključujući amplitudu i fazu. Taj se problem danas rješava u pravilu pomoću specijaliziranih frekventnih sintetizatora. Uobičajena opcija u ovom slučaju je čip sintisajzera s petom faze (PLL) koji koristi vanjski kristalni oscilator referentne frekvencije zajedno s ugrađenim razdjelnicima za referentnu i generiranu izlaznu frekvenciju, te komparacijski krug u obliku frekventno-faznog diskriminatora (detektor). Signal neusklađenosti generira se na posebnom izlaznom stupnju (crpka napunjenosti) i dovodi se putem vanjskog (petlje) filtra u oscilator napona pod nadzorom (VCO), koji može biti ugradbeni ili vanjski.

Programibilni koeficijenti za načine cjelobrojnog broja (Integer-N) i frakcijske podjele Fractional-N, kao i odabir odgovarajuće referentne frekvencije, pružaju prošireni raspon izlaznih frekvencija i omogućuju vam izmjenu takvih parametara procesa sinteze frekvencija kao stupanj prenosa brzine i frekvencije, fazna razina buke.

Frakcijski-N sintisajzeri su se u velikoj mjeri pokazali kao rješenje problema povećanja brzine prebacivanja frekvencije, smanjenja faznog šuma u blizini nosačke frekvencije i smanjenja razine sekundarnih komponenata u GSM i GPRS komunikacijskim sustavima.

Sintetizatori MAX2870, MAX2871, MAX2880. Značajke, prednosti, preporuke za uporabu

U liniji modela Maxim integriranih poluvodičkih komponenti danas su tri mikročipa sintisajzera širokopojasne frekvencije s fazno zaključanom petljom (PLL). Svi oni koriste mehanizam sinteze koji se temelji na PLL oscilatorima. Izlaznu frekvenciju postavlja VCO i stabilizira referentni generator niske frekvencije.

Tablica 1. Sintetizatori frekvencije Maxim je integrirao PLL

Ime	način sinteza	Napon napajanja	Raspon frekvencija, MHz		van snaga, dBm	diff izlazi	Razina buke, dBc / Hz	Nestabilnost usp. četverokut	Slučaj / vodi	Radna temperatura ° C
			min	Maks.
MAX2870	Frakcijski / cijeli broj	3,0…3,6	23,5	6000	-4…5	2	-226,4	0,25	TQFN / 32	-40…85
MAX2871	Frakcijski / cijeli broj	3,0…3,6	23,5	6000	-4…5	2	-229	0,2	TQFN / 32	-40…85
MAX2880	Frakcijski / cijeli broj	2,8…3,6	250	12400	Ne	Ne	-229	0,14	TQFN / 20 TSSOP / 16	-40…85

Aplikacije za Maxim integrirani sintisajzer frekvencije mogu uključivati: telekomunikacijsku opremu, bežičnu komunikacijsku opremu, mjerne sustave, generatore takta u RF uređajima i analogno-digitalne pretvarače.

Sintetizer MAX2870

Ultra širokopojasni MAX2870 s fazno zaključanom petljom i integriranim VCO može raditi u načinima sinteze cijelog broja i frakcijskih frekvencija. U kombinaciji s vanjskim referentnim generatorom i vanjskim filtrom MAX2870 omogućava vam stvaranje vrlo učinkovitih krugova niske razine buke u rasponu od 23,5 MHz ... 6 GHz.

Stvaranje frekvencija u proširenom rasponu osigurava nekoliko integriranih VCO i izlaznih razdjelnika s koeficijentima 1 ... 28. Postoje dva programabilna, međusobno neovisna različita izlaza, koja mogu osigurati izlaznu snagu od -4 ... 5 dBm. Oba izlaza mogu se onemogućiti softver ili hardver.

MAX2870 je upravljan preko serijskog sučelja s tri žice. Čip je dostupan u minijaturnom, 32-polnom QFN paketu. Sposobna je raditi u temperaturnom rasponu od -40 ... 85 ° C.

Funkcionalni dijagram MAX2870 prikazan je na slici 1. Glavni elementi uređaja su jedinica sučelja za upravljanje i registar (SPI I REGISTRI), nekoliko brojila i razdjelnika, nekoliko VCO-a i multipleksera. Četiri izlazna signala (RFOUTx_x) uzimaju se prekidači iz dva diferencijalna pojačala. Za podešavanje sintetizirane frekvencije, postoji CHARGE PUMP blok i ulaz TUNE.

Za kontrolu MAX 2870 postoji pet 32-bitnih registara za pisanje podataka, postoji jedan registar za čitanje. Gornji 29 značajnih bitova (MSB) namijenjeni su podacima, a 3 najmanje značajna bita (LSB) određuju adresu registra. Podaci se učitavaju u registre preko serijskog SPI sučelja, koje prvi šalje 29 bitova MSB. Programirani registri imaju adrese 0x05, 0x04, 0x03, 0x02, 0x01 i 0x00.

Slika 2 prikazuje vremensku shemu postupka snimanja kroz SPI. Nakon uključivanja, svi registri moraju se programirati dva puta s minimalnom stankom od 20 ms između unosa. Prvi zapis omogućuje vam da provjerite je li uređaj uključen, a drugi - pokreće VCO.

MAX2870 se može prebaciti u način slabe snage nakon podešavanja SHDN \u003d 1 (registrirajte 2, bit 5) ili kada je postavljen na CE pin nisko. Nakon izlaska iz načina male snage potrebno je najmanje 20 ms da se vanjski kondenzatori napune prije programiranja VCO frekvencije.

Ulazna referentna frekvencija prolazi kroz ulaz RF_IN do invertirajućeg međuspremnika, a zatim preko fakultativnog faktora x2 i multipleksera do razdjelnika R COUNTER, zatim preko opcionalnog djelitelja i multipleksera dospijeva do detektora faze i izlaznog multipleksera.

Kad se aktivira faktor x2 (DBR \u003d 1), maksimalna frekvencija referentnog signala ograničena je na 100 MHz. Kad je multiplikator isključen, referentna ulazna frekvencija ograničena je na 200 MHz. Minimalna referentna frekvencija je 10 MHz. Minimalni koeficijent podjele R je 1, a maksimalni 1023.

Učestalost faznog detektora određuje se kako slijedi:

gdje je fREF frekvencija ulaznog referentnog signala. DBR (registar 2, bit 25) postavlja način udvostručenja ulazne frekvencije fREF. RDIV2 (registar 2, bit 24) postavlja način podjele fREF na 2. R (registar 2, biti 23:14) predstavlja vrijednost 10-bitnog programabilnog brojača (od 1 do 1023). Maksimalni fPFD je 50 MHz za Frac-N način rada i 105 MHz za Int-N način rada. Dijeljenik R se može resetirati kada je RST (registrirajte 2, bit 3) 1.

VCO frekvencije (fVCO), N, F i M vrijednosti mogu se odrediti na osnovu potrebne izlazne frekvencije kanala A (fRFOUTA) kako slijedi. Vrijednost DIVA razdjelnika možete postaviti na temelju vrijednosti fRFOUTA iz tablice vrijednosti DIVA (registrirajte 4, bita 22 ... 20).

Ako je FB bit \u003d 1, (DIVA je isključena iz PLL povratne informacije):

Ako je bit FB \u003d 0, (DIVA u petlji za povratnu vezu PLL) i DIVA ≤ 16:

Ako je bit FB \u003d 0, (DIVA u petlji za povratnu vezu PLL) i DIVA\u003e 16:

Ovdje je N vrijednost 16-bitnog brojača N (16 ... 65535), programiranog kroz registar 0, bita 30 ... 15. M je vrijednost frakcijskog modula (2 ... 4095) programirana putem bitova 14 ... 3 registra 1. F je vrijednost frakcijske podjele programirana kroz bitove 14 ... 3 registra 0.

U frakcijskom (Frac-N) načinu rada, najmanja vrijednost N je 19, a maksimalna 4091. Brojač N se resetira kad je RST 1 (registrirajte 2, bit 3). DIVA - podešavanje podjele izlaznog RF (0 ... 7), programira se putem bitova 22 ... 20 registra 4. Koeficijent podjele postavljen je kao 2DIVA.

Izlazna frekvencija kanala B (fRFOUTB) definirana je na sljedeći način:

Ako je BDIV \u003d 0 (registrirajte 4, bit 9),

Ako je BDIV \u003d 1,

Int-N / Frac-N modovi

Način podjele cjelobrojnog broja (Int-N) odabran je postavljanjem INT \u003d 1 bita (registrirajte 0, bit 31). Kada radite u ovom načinu rada, također je potrebno postaviti LDF bit (registrirajte 2, bit 8) kako biste omogućili funkciju određivanja sinkronizacijskog momenta (snimanje frekvencije) u načinu Integer-N.

Način frakcijske podjele (Frac-N) odabran je postavljanjem bita INT \u003d 0 (registrirajte 0, bit 31). Uz to, postavite LDF bit \u003d 0 (registrirajte 2, bit 8) za način sinkronizacije Frac-N.

Ako uređaj ostane u Frac-N načinu rada s vrijednošću dijeljenja F \u003d 0, može doći do neželjenog impulsa. Da biste to izbjegli, možete omogućiti automatsko prebacivanje na način Integer-N kad je F \u003d 0, ako postavite bit F01 \u003d 1 (registrirajte 5, bit 24).

Fazni detektor i generiranje upravljačkog napona (napunjena pumpa)

Stvorena struja naboja za vanjski kondenzator određuje se vrijednosti otpornika spojenog između RSET-a i zajedničke žice i vrijednosti CP bitova (registrirajte 2, bitovi 12 ... 9) na sljedeći način:

Da biste povećali stabilnost u Frac-N načinu, postavite bit linearnosti CPL \u003d 1 (registrirajte 1, bitovi 30, 29). Za Int-N način postavite CPL \u003d 0. Da biste smanjili šum u Int-N načinu, postavite CPOC \u003d 1 (registrirajte 1, bit 31) kako biste spriječili istjecanje struje u filtar petlje. Za Frac-N način, postavite CPOC \u003d 0.

Izlaz CP_OUT može se pretvoriti u stanje visoke impedance kada je TRI \u003d 1 (registrirajte 2, bit 4). S TRI \u003d 0, ovaj je izlaz normalno stanje, Polarnost signala detektora faze može se promijeniti za filtar aktivne invertirajuće petlje. Za ne-invertirajući filter postavite PDP \u003d 1 (registrirajte 2, bit 6). Za obrnuti filtar postavite PDP \u003d 0.

Izlazi MUX_OUT i LD (zaključavanje zaključavanja)

MUX_OUT je višenamjenski ispitni izlaz za nadziranje različitih unutarnjih operacija MAX2870. MUX_OUT se također može konfigurirati za serijski izlaz podataka. MUX bitovi (registrirajte 2, bitovi 28 ... 26) omogućuju vam odabir vrste signala na MUX_OUT.

Signal otkrivanja zaključavanja može se nadzirati putem LD izlaza podešavanjem LD bitova (registrirajte 5, bitovi 23 ... 22). Za otkrivanje digitalnog vremena postavite LD \u003d 01. Definicija digitalnog vremena ovisi o načinu sinteze. U načinu Frac-N postavite LDF \u003d 0, a u Int-N načinu postavite LDF \u003d 1. Također možete postaviti tačnost određivanja digitalnog vremena prema tablicama.

Analogno određivanje vremena može se upotrijebiti s postavkom LD \u003d 10. U ovom načinu LD koristi izlaz otvorenog kolektora za koji je potreban vanjski vučni otpornik.

Točnost rezultata određivanja vremena ovisi o mnogim čimbenicima. Izlazna vrijednost može biti nepouzdana tijekom postupka automatskog odabira VCO. Po završetku ovog postupka, izlaz je još uvijek nepouzdan dok se ne uspostavi napon podešavanja. Vrijeme instalacije VTUNE ovisi o propusnosti filtra petlje i može se izračunati pomoću softverskog alata EE-Sim Simulacija.

Način brzog zaključavanja

Čip MAX2870 ima način rada za brzo zaključavanje. U ovom načinu je CP \u003d 0000 (registrirajte 2, bitovi 12 ... 9) i djelitelj dva otpornika s omjerom nominalnih vrijednosti 1/3 spojen je na izlaz SW. Veći otpornik je povezan između izlaza i zajedničkog izlaza snage, a manji otpornik između SW terminala i filtrijskog kondenzatora. Kad je CDM \u003d 01 (registrirajte 3, bitovi 16 ... 15), ubrzana sinkronizacija započinje s radom nakon završetka VCO postupka automatskog odabira (VAS).

Tijekom ubrzane sinkronizacije, struja punjenja crpne crpke povećava se na vrijednost određenu CP \u003d 1111, a omjer između otpornika koji aktiviraju filtar petlje postaje 1/4 zbog prijenosa SW izlaza u stanje velike impedance. Brzo zaključavanje onemogućeno je na kraju vremenskog ograničenja koje definira korisnik. Istek je jednak:

Ovdje je M prilagođeni koeficijent, a CDIV podešavanje razdjelnika. Programer mora odrediti CDIV postavke na temelju konstante vremena filtra za povratne informacije.

RFOUTA ± i RFOUTB ± izlazi

Čip ima dva diferencijalna RF izlaza s otvorenim sakupljačima, koji zahtijevaju priključivanje vanjskih otpornika od 50 Ohma na svaki od izlaza.

Svaki se izlaz može neovisno uključiti i isključiti postavljanjem bitova RFA_EN (registar 4, bit 5) i RFB_EN (registar 4, bit 8). Oba izlaza se također mogu kontrolirati putem pina RFOUT_EN.

Izlazna snaga svakog izlaza postavlja se zasebno putem APWR (registar 4, bitovi 4, 3) za RFOUTA i BPWR (registar 4, bita 7 ... 6) za RFOUTB. Moguće je postaviti diferencijalnu izlaznu snagu u rasponu od -4 ... 5 dBm, s korakom od 3 dB pri radu s opterećenjem od 50 Ohma. Također je moguće podesiti u istom rasponu neuravnoteženi izlaz s napajanjem putem RF prigušnice. Za optimalnu izlaznu razinu u cijelom frekvencijskom rasponu potrebne su različite ćelije opterećenja. Ako se koristi neuravnoteženi izlaz, neiskorišteni izlaz mora biti povezan s odgovarajućim opterećenjem (tablica 2).

Tablica 2. Svrha zaključaka MAX2870

Izlaz	Ime	Funkcija
1	CLK	Linija za sinkronizaciju (ulaz)
2	PODACI	Serijski podaci (ulaz)
3	LE
4	CE	Izbor čipova - nizak
5	SW	Brza sklopka. Povezuje filter u povratnoj petlji u PLL načinu
6	Vcc_cp
7	CP_OUT	Izlaz crpke za punjenje
8	GND_CP	Opći zaključak generatora pumpe za punjenje
9	GND_PLL	PLL opći zaključak
10	VCC_PLL	PLL napajanje
11	GND_RF	Opći zaključak RF sklopova. Povezuje se s uzemljenjem glavne ploče
12	RFOUTA_P	Pozitivni RF izlaz A s otvorenim kolektorom. Povezuje se na izvor napajanja putem RF prigušnice ili opterećenja od 50 Ohm
13	RFOUTA_N	Negativni RF izlaz A s otvorenim kolektorom. Povezuje se na izvor napajanja putem RF prigušnice ili opterećenja od 50 Ohm
14	RFOUTB_P	Pozitivni RF izlaz B s otvorenim kolektorom. Povezuje se na izvor napajanja putem RF prigušnice ili opterećenja od 50 Ohm
15	RFOUTB_N	Negativni RF izlaz B s otvorenim sakupljačem. Povezuje se na izvor napajanja putem RF prigušnice ili opterećenja od 50 Ohm
16	Vcc_rf
17	VCC_VCO	VCO napajanje
18	GND_VCO	Opći zaključak VCO-a. Povezuje se s zajedničkim magistralom glavne ploče
19	NOISE_FILT	Zaključak izolacija buke VCO. Povezuje se putem 1 uF sa uzemljenjem glavne ploče
20	napjev	VCO upravljački ulaz. Povezuje se s vanjskim filterom
21	GND_TUNE	Opći izlaz VCO upravljačkog ulaza. Povezuje se s uzemljenjem glavne ploče
22	RSET	Napuni ulaz za podešavanje raspona ulazne struje
23	BIAS_FILT	Izolacija buke VCO. Spaja se kroz 1 uF na zajednički izlaz
24	REG	Ispravljanje referentnog napona Spaja se kroz 1 uF na zajednički izlaz
25	LD	Izlaz načina sinkronizacije. Visoka razina u načinu sinkronizacije, niska - u nedostatku sinkronizacije.
26	RFOUT_EN	Uključite RF izlaz. Kad su niski, RF izlazi su onemogućeni
27	GND_DIG	Opći izlaz za digitalna kola. Povezuje se s uzemljenjem glavne ploče
28	Vcc_dig	Digitalno napajanje
29	REF_IN	Referentni unos
30	MUX_OUT	Izlaz multipleksera i serijski izlaz podataka
31	GND_SD
32	Vcc_sd
–	EP	Umivaonik Spaja se na zajedničku magistralu glavne ploče

VCO (VCO)

Mikrokruta ima četiri odvojene VCO jedinice sa 16 opsega koje pružaju neprekidno pokrivanje frekvencijskog područja od 3 ... 6 GHz. Da bi VCO mogao raditi, izlaz vanjskog filtra za povratne informacije mora biti povezan na ulaz TUNE koji kontrolira rad VCO. Upravljački napon se dovodi kroz filter s izlaza CP_OUT (slika 3).

MAX2870 ima 3-bitni ADC za očitavanje raspona podešavanja VCO napona. ADC vrijednosti mogu se očitati iz registra 6, bitova 22 ... 20.

Imajte na umu da se signal za otkrivanje zaključavanja može pojaviti ako je napon podešavanja VCO izvan odgovarajućeg raspona.

VCO Auto Select

VCO način automatskog odabira (VAS) aktivira se kada je postavljen VAS_SHDN \u003d 0 bit (registrirajte 3, bit 25). Ako je VAS_SHDN \u003d 1, tada se VCO može ručno postaviti preko VCO bitova (registrirajte 3, bita 31 ... 26). RETUNE bit (registar 3, bit 24) koristi se za omogućavanje / onemogućavanje VCO funkcije automatskog odabira. Ako RETUNE \u003d 1, a ADC otkrije da je napon VCO podešavanja (VTUNE) između 000 i 111, VAS funkcija pokreće automatsko podešavanje. Ako je RETUNE \u003d 0, ova je funkcija onemogućena.

Frekvencija takta fBS trebala bi biti 50 kHz. Postavlja se s BS bitovima (registar 4, 19 ... 12). Potrebna BS vrijednost izračunava se formulom:

Gdje je fPFD frekvencija detektora faza. BS vrijednost mora se zaokružiti na najbližu cjelobrojnu vrijednost. Ako je izračunata vrijednost BS veća od 1023, tada je BS \u003d 1023. Ako je fPFD niža od 50 kHz, tada je BS \u003d 1. Vrijeme potrebno za ispravan odabir VCO je 10 / fBS.

Fazna prilagodba

Nakon podešavanja postavljene frekvencije, faza signala na RF izlazu može se diskretno mijenjati u koracima P / M × 360 °. Faza se ne može apsolutno odrediti, ali može se mijenjati u odnosu na trenutnu vrijednost.

Da biste promijenili fazu, napravite sljedeće:

• podesite željenu izlaznu frekvenciju;
• postavite prirast faze u odnosu na trenutnu vrijednost P \u003d M × (promjena faze) / 360 °;
• omogućiti promjenu faza postavljanjem CDM \u003d 10;
• resetirajte CDM postavljanjem na 0.

Sintetizer MAX2871

Ultra širok pojas MAX2871 s PLL i integriranim VCO može raditi i u cijelom i u frakcijskom načinu sinteze frekvencija. U kombinaciji s eksternim generatorom referentnog signala i petljnim filterom, MAX2871 koristi se u visokozmoćnim krugovima niske razine buke koji rade u rasponu od 0,235 ... 6 GHz. MAX2871 također uključuje četiri integrirana VCO-a i dva različita izlaza sa softverskim postavkama razine snage od -4 ... 5 dBm. Oba izlaza mogu se onemogućiti softver ili hardver.

Čip je dostupan u minijaturnom 32-polnom QFN paketu. Potpuno je zamjenjiv s MAX2870. MAX2871 djeluje u temperaturnom rasponu od -40 ... 85 ° C. Funkcionalni dijagram MAX2871 jednak je dijagramu MAX2870 (Slika 1). No, MAX2871 ima naprednu funkcionalnost, karakterizira ga niža razina buke i uključuje integrirani senzor temperature sa 7-bitnim ADC-om, čija je točnost ± 3 ° C.

Podešavanje VCO napona

Za razliku od 3-bitnog ADC-a u MAX2870, MAX2871 koristi 7-bitni ADC za čitanje VCO napona, čije se vrijednosti mogu očitati kroz registar 6, bitove 22 ... 16. Za digitalizaciju napona morate učiniti sljedeće:

• postavite CDIV bitove (registrirajte 3, bitovi 14 ... 3) \u003d fPFD / 100 kHz za odabir frekvencije sinkronizacije za ADC;
• postavite ADCM bitove (registrirajte 5, bitove 5 ... 3) \u003d 100 kako biste omogućili da ADC očita napon na pinovu TUNE;
• postavite ADCS (registrirajte 5, bit 6) \u003d 1 za pokretanje postupka pretvorbe ADC;
• pričekajte 100 μs dok se postupak ne dovrši;
• pročitajte vrijednost registra 6. Vrijednost ADC-a nalazi se u bitovima 22 ... 16;
• čisti bitovi ADCM \u003d 0 i ADCS \u003d 0.

Napon na zatiču TUNE može se izračunati na sljedeći način:

VCO Auto Select

Za MAX2871 dostupne su dodatne mogućnosti u postupku izbora koje VCO koristiti. VAS_TEMP bit (registrirajte 3, bit 24) se može koristiti za odabir optimalnog VCO prema temperaturi okoliškako bi se osigurala stabilnost sinkronizacije u rasponu od -40 ... 85 ° C. U procesu odabira VCO, RFA_EN bitovi (registar 4, bit 5) i RFB_EN (registar 4, bit 8) trebaju biti postavljeni na 0, a bitovi 30, 29 registra 5 trebaju biti postavljeni na 11. Postavljanje VAS_TEMP \u003d 1 povećati će potrebno vrijeme za postavljanje zadane frekvencije, otprilike 10 / fBS na 100 ms.

senzor temperature

Da biste izračunali temperaturu kristala, MAX2871 ima ugrađeni temperaturni senzor sa 7-bitnim ADC-om, čiji se status očitava kroz registar 6. U ovom slučaju morate napraviti gotovo isti slijed koraka kao i za podešavanje napona VCO. Izuzetak je drugi stavak:

• postavite ADCM bitove (registrirajte 5, bit 5 ... 3) \u003d 001 kako biste omogućili da ADC očita temperaturu.

Približna temperatura može se dobiti na sljedeći način:

Ova je formula najpreciznija kada to dozvoljavaju VCO i puna izlazna snaga na RFOUTA.

RFOUTA ± i RFOUTB ± izlazi

Tamo gdje je CDIV (registar 3, bitovi 14 ... 3) vrijednost 12-bitnog djelitelja, M (registar 1, bitovi 14 ... 3) varijabilni koeficijent za frakcijski pretvarač N, a fPFD je frekvencija faznog detektora.

Neuspjeh praćenja PLL-a

Da bi se osigurala stabilnost sinkronizacije određene frekvencije, pored metode brzog zaključavanja, MAX2871 ima smanjenje ciklusa proklizavanja, što je dopušteno postavljanjem CSM bita (registar 3, bit 18) na 1. U ovom se načinu osigurava minimalna vrijednost struje pumpe upravljačkog naboja na izlazu CP bloka.

U usporedbi s MAX2870, MAX2871 također ima napredne značajke za podešavanje faze izlaznog frekvencijskog signala.

Sintetizer MAX2880

Konačni model u Maxim integriranoj liniji sintisajzera je MAX2880 sa PLL sustavom koji koristi vanjski VCO i može raditi u još širem frekvencijskom rasponu. Zajedno s vanjskim referentnim oscilatorom, VCO i filterom, MAX2880 generira RF frekvencije s niskim šumom u rasponu od 0,25 ... 12,4 GHz na izlazu. MAX2880 koristi integrirani senzor temperature. Dostupan je u dvije verzije: u 20-polnom TQFN paketu i 16-polnom TSSOP tipu, koji može raditi u proširenom rasponu radne temperature od -40 ... 85 ° C.

Funkcionalni dijagram MAX2880 prikazan je na slici 4. Načelo njegovog rada i veći broj komponenti slični su onima koji se koriste u MAX2870 i MAX2871. MAX2880 uključuje visoko precizni detektor faza niskog šuma (PFD) i preciznu crpku za punjenje za kondenzator filtra s petljom, 10-bitni programirljivi referentni razdjelnik, 16-bitni razdjelnik Integer N i 12-bitni pretvarač s promjenjivim koeficijentom.

3-žilno upravljačko sučelje s pet registara za pisanje i jednim za čitanje s kanalom za dijeljenje referentne frekvencije s REF ulaza slično je prethodno razmatranom. Ali istodobno, u MAX2880 ne postoji blok ugrađenih VCO-ova, već se koristi vanjski VCO koji se kontrolira s izlaza CP-a. MAX2880 se može postaviti na način male energije postavljanjem SHDN \u003d 1 (registrirajte 3, bit 5) ili, kao u ostalim MAX sintisajzerima, s niskom razinom na CE pinu.

Učestalost faznog detektora MAX2880 određena je sljedećom formulom:

Ovdje je fREF ulazna referentna frekvencija. DBR (registar 2, bit 20) postavlja način udvostručenja ulazne frekvencije fREF. RDIV2 (registar 2, bit 21) postavlja način podjele fREF na 2. R (registar 2, bita 19 ... 15) je vrijednost 5-bitnog programabilnog referentnog djelitelja (1 ... 31). Maksimalni fPFD je 105 MHz za Fractional-N i 140 MHz za Integer-N. Dijeljenik R se vraća na nulu kada je RST (registrirajte 3, bit 3) \u003d 1.

Učestalost vanjskog VCO određuje se formulom:

Gdje je N vrijednost 16-bitnog djelitelja N (16 ... 65535), programiranog preko bitova 30 ... 27 (MSB) registra 1 i bitova 26 ... 15 registra 0 (LSB). M - vrijednost frakcijskog koeficijenta (2 ... 4095), programirana kroz bitove 14 ... 3 registra 2. F - vrijednost frakcijske podjele, programirana kroz bitove 14 ... 3 registra 0. U načinu Fractional-N minimalna vrijednost N je 19, a maksimalna 4091 Dijeljenik N se vraća na nulu kada je RST \u003d 1 (registrirajte 3, bit 3). PRE - kontrola ulaznog predjela, gdje 0 znači podjela na 1, a 1 - podjela na 2 (registrirajte 1, bit 25). Ako je ulazna frekvencija veća od 6,2 GHz, tada je PRE \u003d 1.

RF ulazi

RF diferencijalni ulazi (tablica 3) spojeni su na ulazne međuspremnike visoke impedance koji upravljaju demultiplekserom za odabir jednog od dva područja frekvencija 0,25 ... 6,2 GHz ili 6,2 ... 12,4 GHz. Za rad u gornjem rasponu koristi se preliminarni razdjelnik od 2, odabran postavljanjem bita PRE \u003d 1. Kada radite u jednokanalnoj verziji, neiskorišteni RF ulaz spojen je na zajednički izlaz preko kondenzatora od 100 pF.

Moguća verzija sklopne sklopke MAX2880 prikazana je na slici 5.

Tablica 3. Svrha zaključaka MAX2880

Izlaz	Ime	Funkcija
1	GND_CP	Opći zaključak generatora pumpe za punjenje. Povezuje se s zajedničkim magistralom glavne ploče
2	GND_SD	Opći izlaz za sigma-delta modulator. Povezuje se s zajedničkim magistralom glavne ploče
3	GND_PLL	PLL opći zaključak. Povezuje se s zajedničkim magistralom glavne ploče
4	RFINP	Pozitivni RF ulaz za napredni razdjelnik. Ako se ne koristi, povezuje se preko kondenzatora na zajednički terminal.
5	RFINN	Negativni RF ulaz za pred-razdjelnik. Povezuje se na izlaz VCO preko kondenzatora
6	VCC_PPL	PLL napajanje
7	VCC_REF	Napajanje REF kanala
8	Ref	Referentni unos
9,1	GND	Povezuje se s općim izlazom napajanja na ploči
11	CE	Izbor čipa. Niska razina logike na ovom pinu isključuje napajanje uređaja.
12	CLK	Unos serijskog sinkroniziranja
13	PODACI	Serijski unos podataka
14	LE	Učitaj Omogući unos
15	MUX	Unos / izlaz podataka višestruko
16	Vcc_rf	Napajanje za RF izlaz i razdjelnike
17	Vcc_sd	Napajanje Delta modulatora Sigma
18	VCP	Napajanje crpke za punjenje
19	RSET	Ulaz raspona struje ulazne pumpe za punjenje
20	CP	Izlaz crpke za punjenje Povezuje se s ulazom vanjskog filtra
–	EP	Umivaonik Povezuje se sa magistralom zajedničkog kabela za napajanje glavne ploče

Razvojni alati: Demonstracijske ploče i softver

Značajno pojednostaviti razvojni proces i smanjiti trajanje implementacije novih rješenja omogućuju posebni hardverski i softverski alati tvrtke Maxim Integrated.

Ploče za ocjenjivanje MAX2870 / MAX2871

Demo ploče MAX2870 / MAX2871 (Slika 6) pojednostaviti ispitivanje i procjenu MAX2870 i MAX2871 sintetizatora. Svaka ploča opremljena je standardnim SMA konektorima za povezivanje ulaznih izvora, 50 Ohma, analizatora signala ili spektra. Postoji USB priključak za povezivanje s računalom s unaprijed instaliranim posebnim softverom.

Slijed radnji kod rada s ocjenjivačkim odborima je sljedeći.

• preuzeti softver s www.maximintegrated.com/evkitsoftware;
• otpakirajte i instalirajte ovaj softver (slika 7);
• nakon pokretanja datoteke MAX287x.exe trebate odabrati vrstu čipa (MAX2870 ili MAX2871) i kliknuti gumb "Nastavi". Na zaslonu će se pojaviti radno grafičko sučelje;
• provjerite vezu USB kabela zelenim pravokutnikom u donjem desnom kutu početnog zaslona;
• pazite da TCXO (U2) frekvencija ploče odgovara softveru REF.FREQ. Ako ne, unesite željenu vrijednost u MHz (zadano 50) i pritisnite “Enter”;
• kliknite gumbe "Zadane postavke", a zatim - "Pošalji sve" koji se nalazi na vrhu radnog zaslona;
• unesite traženu vrijednost izlazne frekvencije u MHz u prozor RF_OUTA ili RF_OUTB i pritisnite "Enter";
• provjerite je li indikator zaključavanja PLL u donjem lijevom kutu zeleni.

Upotrijebite analizator signala za procjenu performansi MAX2870 ili MAX2871. Prema zadanim postavkama koristi se vanjski referentni izvor od 50 MHz. No možete koristiti i druge vrijednosti nakon odgovarajuće promjene vrijednosti u programirljivim registrima.

Izlazna razina

Za izjednačavanje opterećenja neiskorištenih izlaza s njima se koriste prigušivači od 3 dB. Tako izmjerena snaga na izlazima ploče za procjenu (SMA konektori) postaje 3 dB manja od stvarne razine. Da biste izmjerili pravu vrijednost izlazne razine, uklonite prigušivače i spojite opterećenje od 50 Ohm na sve aktivne neiskorištene izlaze.

Postavke za izvoz / uvoz registra

Da biste izvezli postavke registra iz MAX2870 / MAX2871, slijedite ove korake:

• kliknite na natpis "Reg → Clip" u donjem lijevom kutu radnog zaslona, \u200b\u200bnakon čega će se vrijednosti registra spremiti u međuspremnik;
• zalijepite sadržaj međuspremnika u bilo koji testni uređivač.
• Da biste uvezli postavke za registre MAX2870 / MAX2871, slijedite ove korake:
• kopirajte postavke registra (s zarezom) iz uređivača teksta u međuspremnik;
• kliknite na natpis "Clip → Reg" u donjem lijevom kutu radnog zaslona;
• kliknite gumb "Pošalji sve" u gornjem desnom kutu početnog zaslona.

Ploča za procjenu MAX2880

Procjenjivačka ploča za MAX2880 uključuje izravno PLL širokopojasni sintetizator, kao i vanjski VCO s frekvencijskim rasponom od 5840 ... 6040 MHz, 50 MHz termički kompenzirani kristalni oscilator (TCXO), pasivni povratni filter i regulatore pada niskog napona.

Softver se pokreće na računalima sa sustavom Windows, počevši od verzije XP.

Pored toga, za rad s MAX2880 Evaluation Kit potreban vam je Maxim INTF-3000-to-USB sučelje, kabel s 20 vrpca za komunikaciju između sučelja i ploča za procjenu. Da biste ploču za procjenu povezali s računalom, potreban vam je USB kabel vrste A do vrste B. Za ocjenjivačku ploču potreban vam je i vanjski izvor napajanja od 6 V / 150 mA.

Dijagram povezivanja prikazan je na slici 8, a same ploče na slici 9.

Radni softver se preuzima s www.maximintegrated.com. Postupak instalacije i rada sličan je onome opisanom za procjenjivački kit MAX2870 / MAX2871. Zaslon programa prikazan je na slici 10.

Zaključak

Frekvencijski sintetizatori MAX2870, MAX2871 i MAX2880, proizvodi Maxim Integrated, pružaju rad u proširenom rasponu radio frekvencija i mogu se koristiti u izvorima ultra visoke frekvencije povećane točnosti u raznim telekomunikacijskim, navigacijskim i mjernim uređajima.

Demonstracijske ploče i specijalizirani softver omogućuju tvrtki ubrzanje razvoja, konfiguracije i primjene novih uzoraka opreme.

Književnost

1. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870.pdf.
2. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2871.pdf.
3. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880.pdf.
4. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870EVKIT.pdf.
5. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880EVKIT.pdf.

i - diferencijalna pojačala s malim šumom

MAX44205 i MAX44206 proizvodnja tvrtke Maksim integriran - To su, potpuno različita operativna pojačala, dizajnirana za rad s preciznim visokobrzinskim analogno-digitalnim pretvaračima, na primjer, rezolucije 16/18/20 bita.
Jedinstvena kombinacija karakteristika, širok raspon napajanja (2,7 ... 13,2 V), mala potrošnja električne energije i široka propusnost omogućuju im upotrebu u sustavima za prikupljanje podataka visokih performansi.
Oba pojačala putem VCOM izlaza omogućuju vam upravljanje izlaznim naponom zajedničkog načina, što u nekim slučajevima značajno pojednostavljuje krug mjernog kanala i normalizira konstantnu komponentu izlaznog signala u skladu sa zahtjevima ADC-a.
Značajka MAX44205 je dodatna funkcija za ograničavanje izlaznog napona, koja mu omogućuje da bude ograničen na potpunu ADC ljestvicu u slučajevima kada je napon pojačala više od najvećeg dopuštenog ulaznog napona pretvarača.
U režimu male snage struja koju troše pojačala samo 6,8 μA, što povećava vijek trajanja baterije u samostalnim mjernim sustavima ili smanjuje potrošnju energije cijelog sustava u razdobljima između mjerenja.
Pojačala su dostupna u minijaturnim 12-pinskim µMAX® paketima bez lemljenja i 10-pinskim TDFN paketima. Raspon radne temperature -40 ... 125 ° C.
Za procjenu parametara pojačala, demonstracijska ploča MAX44205EVKIT #, MAX44205 se koristi i kao ADC pokretač na demo ploči. MAX11905DIFEVKIT #.
Preporučene aplikacije za pojačalo:

• aktivni filtri;
• sustavi za kontrolu procesa velike brzine;
• medicinska oprema;
• pretvorba signala uobičajenog načina u diferencijalni;
• diferencijalna obrada signala.

Prilikom razvoja i postavljanja mikrotalasnih uređaja radioamateri često imaju poteškoće povezane s nedostatkom mjerne opreme željenog frekvencijskog opsega. Predloženi sintetizator frekvencije može se napraviti u amaterskim uvjetima. Radi u rasponu od 1900 ... 2275 MHz. Vrijednost frekvencije je odabrana između nekoliko mogućih pomoću sklopke.

Na relativno niskim frekvencijama (do 100 ... 150 MHz) problem stabilizacije oscilatorne frekvencije rješava se kvarcnim rezonatorima, na višim (400 MHz) - upotrebom rezonatora na površinskim akustičkim valovima (SAW rezonatori), mikrovalnim dielektričnim rezonatorima visokokvalitetnu keramiku i ostale visokokvalitetne rezonatore. Stabilizacija korištenjem pasivnih komponenti ima svoje prednosti - jednostavnost i relativno niski troškovi implementacije. Njegov glavni nedostatak je nemogućnost značajne promjene frekvencije generiranog signala bez promjene elementa podešavanja frekvencije.

Široko integrirani sintetizatori frekvencije omogućuju vam brzo elektroničko podešavanje generatora (uključujući mikrovalnu) uz održavanje stabilnosti visoke frekvencije. Sintetizatori su izravnog i neizravnog tipa.

Prednosti izravne sinteze smatraju se velikom brzinom promjene frekvencije i podešavanjem s malim korakom. Međutim, zbog prisutnosti velikog broja spektralnih komponenti u sintetiziranom signalu koji proizlaze iz brojnih nelinearnih transformacija, uređaji za direktnu sintezu rijetko se koriste u mikrovalnoj opremi.

Za mikrovalnu sintezu češće se koriste sintetizatori neizravnog tipa s fazno zaključanom petljom (PLL). Načelo rada PLL-a, kao i metodologija izračuna filtra povratnih informacija, u literaturi se često i opetovano razmatraju, na primjer, c. Postoji nekoliko besplatnih distribuiranih programa koji vam omogućuju izračunavanje optimalnih parametara filtera za povratne informacije, a mogu se naći na Internetu na web mjestu ili .

Postoje dvije vrste integriranog PLL sintisajzera: programibilni (vrijednosti frekvencije su postavljene vanjskim naredbama) i neprogramirajući (koeficijenti množenja i dijeljenja referentne frekvencije ne mogu se mijenjati).

Nedostaci neprogramiranih integriranih sintetizatora, na primjer, MS12179, uključuju potrebu korištenja kvarcni rezonator s točno postavljenom frekvencijom, što nije uvijek moguće. Programibilni sintetizatori, poput UMA1020M, nemaju ovaj nedostatak. Ako imate upravljački mikrokontroler, tehnički je jednostavno postaviti takav sintisajzer na zadanu frekvenciju. Mikrovalni oscilatori s elektroničkom podešavanjem frekvencije, koji su potrebni za rad s čipovima za sintetizaciju, potrošaču su dostupni u obliku funkcionalno cjelovitih modula izrađenih korištenjem hibridne tehnologije.

Dijagram laboratorijskog sintetizatora frekvencije dizajniran za provjeru i podešavanje postavki opreme u pojasu od 2 GHz prikazan je na slici 1. Temelji se na čipu UMA-1020M (DA3), tehnička dokumentacija za koju se može pronaći na web mjestu proizvođača na .

Sintetizer uključuje i oscilator s nadziranjem napona (VCO) DA1, kristalni oscilator od 10 MHz s referentnom frekvencijom od 10 MHz i DD1 mikrokontroler. Signal mikrovalnog s izlaza VCO odlazi na izlaz sintisajzera (konektor XW1) i na ulaz glavnog programabilnog djelitelja frekvencije DA3 čipa. Signal referentne frekvencije s izlaza DA2 generatora dovodi se u pomoćni programirljivi razdjelnik frekvencije, koji je također dio DA3 čipa.

Koeficijenti podjele frekvencije glavnog i pomoćnog razdjelnika postavljaju mikrokontroler DD1 (Z86E0208PSC), koji odgovarajućim naredbama šalje tri-ženu informacijsku magistralu (igle 11-13 DA3). Izvorni kod kontrolnog programa dan je u tablici. 1. Unutarnja memorija mikrokontrolera je dovoljna za pohranu podataka o sedam različitih vrijednosti frekvencije. Jednu od frekvencijskih vrijednosti ili način na koji nema signala na izlazu odabire se skakačima S1-S3 prema tablici. 2. Uspostavljeni način rada stupa na snagu u trenutku uključivanja napajanja uređaja nakon čega nikakve manipulacije s prekidačima ne utječu na njegov rad dok se ponovo ne uključi. LED HL1 trebao bi se ugasiti 1 sekundu nakon uključivanja napajanja. O programiranju mikrokontrolera Zilog možete pročitati na.

Sintetizer je sastavljen na ploči s tiskanim krugom, čiji je izgled prikazan na Sl. 2. Otpori i kondenzatori koriste se za površinsku ugradnju.

Književnost

1. Starikov O. PLL metoda i principi sinteze visokofrekventnih signala. - Chip News, 2001, br. 6.
2. Priručnik za dizajn VCO 2001. VCO / HB-01. - Mini-krugovi.
3. Glvdstein M. A. Mikrokontroleri obitelji Z86 Z86. Vodič za programere - M .: DODEKA, 1999, 96 str.

Pored mikrovalnog sintisajzera, UMA1020M čip sadrži još jedan koji djeluje u frekvencijskom rasponu od 20..300 MHz. 6n se ne koristi u opisanoj konstrukciji.

Autor: Alexander Chenakin (Fazna matrica); prijevod s engleskog Pivak A.V. Dr.
Datum objave: 1. svibnja 2007

Sinteza frekvencije: trenutna rješenja i novi trendovi

Glavne karakteristike

Sintetizator frekvencije ključni je element u gotovo svim komunikacijskim, mjernim i upravljačkim sustavima. Slijede osnovni zahtjevi za dizajn novih generacija mikrotalasnih sintisajzera.

Raspon frekvencije i rezolucija , Fiksni ili relativno uskopojasni (10-20%) signal može biti dovoljan u mnogim aplikacijama. Međutim, suvremeni digitalni širokopojasni sustavi zahtijevaju znatno širu frekvencijsku pokrivenost, koja se proteže nekoliko oktava. Širokofrekventni opseg i visoka razlučivost (1 Hz i niži) sastavni su zahtjev mjernih instrumenata - laboratorijskih generatora frekvencije, analizatora spektra itd. Čini se da je preporučljivo razviti univerzalno rješenje širokog raspona koje se može koristiti u mnogim primjenama.

Izlazna snaga. Potrebna razina izlazne snage može se uvelike razlikovati ovisno o specifičnoj primjeni. Tipičan scenarij je upotreba sintisajzera kao izvora referentnog signala miksera u različitim sustavima pretvaranja frekvencije. Obično je 10 ... 17 dBm prihvatljiva razina, mada neki krugovi zahtijevaju veću snagu.

Inharmonično izobličenje. Inharmonične spektralne komponente ( spurs) - neželjeni frekvencijski proizvodi koje stvara sintesajzer na pojedinačnim diskretnim frekvencijama. Položaj i razina ovih komponenti određeni su arhitekturom konstrukcije i frekvencijskim planom određenog sintisajzera. U mikrovalnim komunikacijskim sustavima neharmonijska izobličenja mogu ograničiti sposobnost prijemnog uređaja da izolira i dalje obrađuje primljeni signal. Dakle, razina neharmoničnih spektralnih komponenti sintetizatora je minimizirana i u pravilu ne prelazi -60 dBn u odnosu na razinu glavnog signala, mada bi u nekim slučajevima trebala biti smanjena na -80 dBn i niža. To iziskuje određeni napor u dizajniranju sintetizatora frekvencije i obično predstavlja kompromis između ostalih parametara, posebno razine faznog buke, razlučivosti frekvencije i brzine podešavanja.

Fazna buka i stabilnost - jedan od glavnih parametara koji u konačnici ograničava osjetljivost prijemnih sustava. Stabilnost sintetizatora i fazni šum određuju se referentnim signalom ( upućivanje), kao i specifičnu arhitekturu sintisajzera. Sintetizatori temeljeni na upotrebi fazno zaključane petlje (PLL) također ovise o upotrijebljenom oscilatoru koji se može prilagoditi, a čiji šum može biti niži od efektivne buke referentnog signala pri velikim padovima od osnovne frekvencije. Dobar primjer je YIG generator ( YIGoscilator), čija razina buke može doseći -120 ... -130 dBc / Hz (pri odstupanju od 100 kHz) u rasponu frekvencija od 2 do 10 GHz i više.

Brzina podešavanja određuje kako brzo sintetizator može biti podešen s jedne na drugu frekvenciju. Vrijeme potrebno za podešavanje ključni je parametar jer se u pravilu ne može koristiti za obradu signala. Nove generacije komunikacijskih sustava zahtijevaju sve veće brzine prebacivanja da bi se povećala učinkovita propusnost. Čak i tradicionalno „spori“ mjerni instrumenti zahtijevaju povećanje brzine ugađanja. Tipičan primjer je novi vektorski mrežni analizator koji sadrži četiri neovisna frekventna sintetizatora. Stoga bi programeri sintetizatora frekvencije trebali razmotriti ovaj trend; tražene vrijednosti brzine ugađanja su u mikrosekundi.

Potrošnja energije i dimenzije. Moderna oprema ima tendenciju smanjenja veličine i smanjene potrošnje energije. Nova bi kretanja trebala koristiti mikrocirke s visokim stupnjem integracije i niskom potrošnjom energije. Također, treba napustiti upotrebu glomaznih i energetski intenzivnih YIG-generatora i filtera.

Posebni zahtjevi

Suvremeni mikrotalasni sintetizatori zahtijevaju stalno poboljšavanje tehničkih karakteristika, širenje funkcionalnost, smanjenje veličine, potrošnje energije i krajnji troškovi. Međutim, poseban je zahtjev povećati brzinu podešavanja, što diktira konstantno širenje propusnosti modernih mikrovalnih sustava. Dok tradicionalni mjerni instrumenti i komunikacijski sustavi i dalje djeluju u milisekundnom rasponu, novi sustavi zahtijevaju mikrosekundnu brzinu uključivanja uz zadržavanje osnovnih karakteristika (fazni šum, neharmonično izobličenje), što očito predstavlja ozbiljne tehničke poteškoće. Drugi problem - smanjenje konačnog troška, \u200b\u200biako je prilično "standardni" zahtjev, također drastično sužava izbor potrebnih tehničkih rješenja.

Ovi posebni zahtjevi - mikrosekunda podešavanja brzine podešavanja (zajedno s niskom razinom buke i izobličenja!) I niski troškovi - vjerojatno će biti ključni parametri u razvoju novih generacija sintisajzera frekvencije.

Arhitektonska rješenja

U nastavku su razmotrene različite arhitekture i značajke dizajna frekvencijskih sintisajzera. Posebna se pozornost posvećuje tehničkim rješenjima koja imaju za cilj povećanje brzine podešavanja, kao i smanjenje troškova sintesajzera.

Analogni sintetizatori. Glavna funkcija bilo kojeg sintisajzera je pretvoriti referentni signal ( upućivanje) do potrebnog broja izlaznih signala. Analogni sintetizatori ( DirektnoAnalogsintisajzer) realiziraju se miješanjem pojedinih osnovnih frekvencija s njihovim naknadnim filtriranjem, kao što je prikazano na Sl. 1. Osnovne frekvencije mogu se dobiti na osnovi generatora niske frekvencije (kvarc, SAW) ili visokofrekventnih (dielektrični, safirni, valovodni, keramički rezonatori) množenjem, dijeljenjem ili faznom petljom.

Glavni nedostatak ove topologije je ograničen raspon i razlučivost frekvencije. U našem primjeru (Sl. 1) generira se ne više od 18 izlaznih frekvencija (čak i korištenjem oba bočnog pojasa miksera). Broj generiranih signala može se povećati uvođenjem većeg broja baznih frekvencija i / ili stupnjeva miješanja, kao što je prikazano na Sl. 2. Međutim, to dovodi do brzog porasta broja korištenih komponenti i, shodno tome, do složenosti sustava.

Učinkovito rješenje je korištenje digitalnih ( DDS) sintisajzer (Sl. 3) za povećanje minimalnog stepena frekvencije potrebnog od analognog dijela.

Drugi ozbiljan problem je veliki broj neželjenih produkata pretvorbe stupnjeva miješanja, koji moraju biti pažljivo filtrirani; treba posebno paziti da se osigura potrebna izolacija uklopnih filtera. Iako je poznat veliki broj različitih shema organizacije za miksere i filtere, u pravilu je potrebno intenzivno korištenje hardvera (tj. Komponenata) kako bi se osigurala mala veličina koraka i široka pokrivenost frekvencije. Stoga, iako ovaj pristup nudi izuzetno visoku brzinu podešavanja i nizak šum, njegova je upotreba ograničena zbog prilično visokih karakteristika troškova.

Digitalni sintetizatori. Za razliku od tradicionalnih rješenja, digitalni sintetizatori ( DDS - Direktni digitalni sintetizator) digitalnom obradom konstruirati željeni oblik izlaznog signala iz osnovnog (satnog) signala. Korištenjem faznog akumulatora prvo se stvara digitalni prikaz signala (slika 4), a zatim se generira sam izlazni signal (sinusoidni ili bilo koji drugi željeni oblik) pomoću digitalno-analognog pretvarača (DAC - DAC) Brzina stvaranja digitalnog signala uglavnom je ograničena digitalnim sučeljem i vrlo je visoka, usporediva s analognim krugovima. Digitalni sintisajzeri također pružaju prilično nisku razinu faznog šuma, čak pokazuju smanjenje šuma upotrijebljenog takta. S ove točke gledišta, digitalni sintisajzer funkcionira poput redovnog djelitelja frekvencije. Glavna prednost digitalnog sintetizatora je njegova izuzetno visoka frekvencijska razlučivost (ispod 1 Hz), određena duljinom fazne baterije.

Glavni nedostaci su ograničen frekvencijski raspon i velika izobličenost signala. Dok se donja granica raspona radne frekvencije digitalnog sintetizatora nalazi praktički u istosmjernom području, njegova gornja granica, u skladu s Nyquistovim kriterijem, ne može prelaziti pola takta. Pored toga, rekonstrukcija izlaznog signala zahtijeva uporabu filtra niskog prolaza, ograničavajući raspon izlaznog signala na 40% (približno) taktne frekvencije.

Drugi ozbiljan problem je visok sadržaj neželjenih spektralnih proizvoda ( spurs) zbog pogreške u kvantizaciji i pretvorbi DAC-a. S ovog gledišta, digitalni sintesajzer ponaša se poput frekvencijske miješalice, stvarajući diskretne proizvode na kombiniranim frekvencijama. Iako se učestalost ovih proizvoda može lako izračunati, njihova je amplituda mnogo manje predvidljiva. U pravilu, proizvodi nižeg reda imaju najveću amplitudu, međutim, proizvodi prilično visokog reda moraju se uzeti u obzir pri razvoju frekvencijskog plana određenog sintetizatora. Amplituda se također povećava s porastom frekvencije takta, što je dodatno ograničenje raspona generiranih frekvencija. Praktične vrijednosti gornje granice raspona su u području od nekoliko desetaka do nekoliko stotina MHz s razinom diskretnih spektralnih produkata od -50 ... -60 dBc. Očito, izravno umnožavanje izlaznog signala frekvencijskog sintisajzera ne može se postići daljnjom degradacijom spektralnog sastava.

Postoji veliki broj hardverskih i softverskih rješenja usmjerenih na poboljšanje spektralnog sastava digitalnog sintetizatora. Hardverske metode obično se temelje na prijenosu signala digitalnog sintisajzera prema frekvenciji s njegovom naknadnom podjelom, kao što je prikazano na Sl. 5. Ova metoda učinkovito smanjuje sadržaj neželjenih spektralnih proizvoda za 20 dB / oktavu svojstvenu procesu dijeljenja frekvencije. Nažalost, to također smanjuje propusnost generiranog signala, što zahtijeva povećanje broja korištenih baznih frekvencija i filtera (Sl. 6), poput analognih krugova.

Softverske metode usmjerene su na optimizaciju plana frekvencije sintisajzera, temeljene na činjenici da je mjesto diskretnih proizvoda digitalnog sintisajzera funkcija njegovog izlaznog signala i taktne frekvencije (poput frekvencijskih miksera). Dakle, za određenu izlaznu frekvenciju, diskretni proizvod može se pomicati u frekvenciji (i, prema tome, filtrirati) promjenom takta frekvencije digitalnog sintisajzera. Ova se metoda može posebno učinkovito koristiti u PLL sustavima koji omogućuju generiranje takta, kao i uskopojasno filtriranje izlaznog signala. Treba napomenuti da softverska metoda djeluje prilično učinkovito u suzbijanju proizvoda relativno malog reda. Nažalost, gustoća diskretnih spektralnih proizvoda obično raste proporcionalno njihovom redoslijedu, što ograničava praktičnu uporabu ove metode na -70 ... -80 dBn.

Stoga se, zbog ograničenog frekvencijskog raspona i visokog sadržaja nepoželjnih spektralnih proizvoda, digitalni sintetizatori rijetko koriste za izravno generiranje mikrovalnog signala. U isto vrijeme, oni se široko koriste u složenijim analognim i PLL sustavima za pružanje visoke frekvencije razlučivosti.

PLL sintetizatori

Sintetizatori koji se temelje na upotrebi petlje sa faznim zaključavanjem imaju u pravilu znatno manje veličine i razine složenosti u usporedbi s analognim krugovima. Dakle, tipični PL-sintisajzer s jednom petljom uključuje reoscilator s nadziranjem napona (VCO - VCO), čiji se signal nakon zahtijevane (programibilne) podjele frekvencije dovodi na ulaz faznog detektora, kao što je prikazano na Sl. 7.

Drugi ulaz detektora faze spojen je na izvor referentnog signala ( upućivanje), čija je frekvencija jednaka potrebnom koraku frekvencije. Fazni detektor uspoređuje signale na oba ulaza i generira signal pogreške, koji nakon filtriranja i pojačanja (ako je potrebno) podešava VCO frekvenciju na ƒ \u003d F REF × N, gdje je F REF frekvencija referentnog signala na ulazu detektora faze.

Glavna prednost krugova utemeljenih na PLL je čistiji spektar izlaznog signala zahvaljujući učinkovitoj upotrebi filtra niskog prolaza (filtar niskog prolaza - LPF)i znatno niža razina složenosti u usporedbi s analognim sintetizatorima. Glavni nedostatak je duže vrijeme podešavanja (obrnuto proporcionalno propusnom opsegu PLL filtra i, posljedično, stupnju frekvencije) i značajno viša razina faznog šuma u usporedbi s analognim krugovima. Fazni šum sintesajzera unutar propusnog područja PLL filtra je λ \u003d λ PD + 20 zapisnika N, gdje je λ PD ukupna razina faznog šuma referentnog signala, faznog detektora, djelitelja frekvencije, filtra i pojačala povratne sprege, upućeno na ulaz detektora faze (Sl. 8). Stoga fazni šum ovisi o omjeru podjele frekvencijskog djelitelja, koji može biti poprilično velik da bi se dobila potrebna razlučivost frekvencije. Dakle, za dobivanje signala na frekvenciji 10 GHz s razlučivosti od 1 MHz, koeficijent dijeljenja mora biti jednak 10 000, što odgovara povećanju faznog šuma za 80 dB. Pored toga, programirajući se razdjelnici koriste se na relativno niskim frekvencijama, što zahtijeva uvođenje dodatnog visokofrekventnog razdjelnika s fiksnim omjerom dijeljenja (Prescaler).To dovodi do povećanja ukupnog omjera podjele povratne petlje i, kao posljedica toga, daljnje propadanje faznog šuma. Očito, takav jednostavan krug ne dopušta korištenje mogućnosti buke modernih generatora referentnih signala s niskim razinom buke. Osim toga, harmonične komponente referentnog signala u izlaznom spektru sintisajzera obično su proporcionalne faktoru fisije u povratnom krugu. Kao rezultat, PLL-ovi s jednom petljom su ograničene uporabe, naime, u sustavima koji nemaju velike zahtjeve za kvalitetom generiranog signala.

Glavne karakteristike sintisajzera mogu se značajno poboljšati uvođenjem frekvencijske pretvorbe (miksera) u povratni krug kao što je prikazano na Sl. 9. U ovom se slučaju VCO signal prenosi frekvencijom prema dolje, što može značajno smanjiti omjer podjele povratnog kruga. Referentni signal miksera generira se pomoću dodatne PLL petlje (više-petlje) ili frekvencijskog multiplikatora. Lijepo rješenje je korištenje harmoničnog miksera, koji koristi brojne harmonike referentnog signala generiranog ugrađenom diodom. Korištenje harmonijskog miksera može drastično pojednostaviti dizajn sintisajzera. Istovremeno treba napomenuti izuzetno visoku osjetljivost ove vrste miješalice na parametre pojedinih elemenata kruga, čija je optimizacija daleko od trivijalnog zadatka.

Ovisno o specifičnim zahtjevima za fazni šum i razlučivost frekvencije, može se uvesti veći broj stupnjeva miješanja, što, međutim, komplicira dizajn sintisajzera. Drugi problem svojstven krugovima temeljenim na pretvorbi frekvencije je lažno hvatanje frekvencije (na primjer, kada koristite zrcalni kanal miksera). To zahtijeva prilično preciznu prednamjenu VCO frekvencije, na primjer, korištenjem digitalno-analognog pretvarača (DAC). To zauzvrat zahtijeva izuzetno visoku linearnost (i ponovljivost) karakteristika podešavanja VCO frekvencije u rasponu radne temperature, kao i precizno umjeravanje ove karakteristike da bi se nadoknadio njen temperaturni odljev. Osim toga, digitalno-analogni pretvarači obično karakteriziraju povećana razina buke, koja izravno utječe na bučne karakteristike sintisajzera i zahtijeva uklanjanje DAC-a iz PLL-petlje nakon podešavanja na potrebnu frekvenciju.

Drugi način za smanjenje ukupnog koeficijenta podjele temelji se na korištenju koeficijenata dijeljenja podjele, što se postiže dijeljenjem frekvencije s N+1 svaki Mrazdoblja signala i dijeljenje sa Ntijekom ostatka vremena. U ovom slučaju je prosječni omjer podjele (N+1)/ Mgdje N i M- cijeli brojevi. Za datu veličinu frekvencijskog koraka kruga, faktor razdjelne frakcije omogućava korištenje veće usporedne frekvencije na ulazu detektora faze, što dovodi do smanjenja faznog šuma i povećanja brzine ugađanja sintetizatora. Glavni nedostatak tehnike frakcijske podjele je povećani sadržaj neharmoničnih spektralnih komponenata zbog faznih pogrešaka svojstvenih mehanizmu frakcijske podjele.

Vrlo učinkovito rješenje je korištenje digitalnog sintetizatora koji je gore spomenut ( DDS), koji je u osnovi i djelomični razdjelnik frekvencija. Digitalni sintetizator može se koristiti kao izvor referentnog signala ili kao frakcijski djelitelj frekvencije, kao što je prikazano na Sl. 10, 11, respektivno. Posebnu pozornost treba posvetiti spektralnom sastavu izlaznog signala digitalnog sintetizatora, koji se degradira za 20 dB / oktavu zbog prisutnosti djelitelja frekvencije u PLL petlji. S ove točke gledišta, konfiguracija prikazana na Sl. 10, čini se fleksibilnijim jer omogućava uvođenje kaskada za miješanje koje smo gore raspravljali. Iako je krug prikazan na Sl. 11 i ne sadrži djelitelj frekvencije, ali podložan je istom stupnju degradacije koji odgovara omjeru ulazne (satne) i izlazne frekvencije digitalnog sintisajzera.

Treba napomenuti da gore opisane metode za poboljšanje spektralnih karakteristika digitalnih sintetizatora učinkovito djeluju s PLL-ovima s izrazito visokim svojstvima filtriranja. I premda uporaba digitalnog sintisajzera dovodi do određene komplikacije kruga, ipak, čini se da će cjelokupni dizajn imati dobre tehničke i troškovne karakteristike.

VCO izbor

Dizajn PLL sintetizatora uvelike je određen parametrima korištenog VCO. Povijesno gledano, programeri sintetizatora su se prvenstveno oslanjali na YIG generatore, koji su imali širok raspon generiranih frekvencija i nisku fazu buke. YIG generatori također pokazuju linearne (i ponovljive) karakteristike podešavanja, što pojednostavljuje početno podešavanje i blokiranje frekvencije u PLL sustavima s više petlji. Ove jedinstvene karakteristike YIG generatora dugo su osiguravale prevlast sintisajzera izgrađenih na njihovoj osnovi.

Međutim, velika potrošnja energije, veličina, visoki trošak i, posebno, niska frekvencija podešavanja svojstvena bilo kojem YIG generatoru predodređivali su prijelaz na poluvodičke generatore. Trenutno su visokofrekventni (do 10 GHz i viši) čvrsta stanja podesivi oscilatori dostupni u obliku jeftinih integriranih krugova. Kako su karakteristike buke takvih generatora značajno lošije u usporedbi s YIG generatorima, programeri sintetizatora bi se trebali oslanjati uglavnom na kvalitetu buke izvora referentnog signala. Trenutno komercijalni kristalni oscilatori pokazuju fazni šum u području od -160 ... -176 dBc / Hz na frekvenciji 100 MHz s odvajanjem od 20 ... 100 kHz. Te vrijednosti odgovaraju -120 ... -136 dBc / Hz kada se pretvore u 10 GHz i istu frekvenciju detuniranja, što je usporedivo i čak premašuje bučne karakteristike YIG generatora. Naravno, pretpostavlja se da šumske karakteristike pojedinih elemenata sintisajzera ne utječu značajno na proces pretvaranja referentnog signala. Iako takva pretpostavka zahtijeva uporabu izvanrednih tehničkih rješenja, konačni učinak je očit: sintisajzeri koji se temelje na poluvodičkim generatorima mogu potencijalno postići izuzetno visoke stope podešavanja, uz izvrsne buke i spektralne karakteristike bez korištenja skupih, glomaznih i energetski intenzivnih YIG generatora.

Budući razvoj

Analogni sintesajzer je daleko najnaprednija arhitektura koja nudi izuzetno visoku brzinu podešavanja i nisku fazu buke. Iako njegove troškovne karakteristike ne odgovaraju općem trendu smanjenja troškova, analogni sintetizator može biti izvrsno rješenje u nekim aplikacijama gdje niski troškovi nisu dominantan faktor. Očekuje se određeno smanjenje troškova s \u200b\u200bpovećanjem radne frekvencije digitalnih sintetizatora, što može pojednostaviti dizajn analognog sintetizatora.

Digitalni sintetizatori imaju ogroman potencijal kao rezultat izuzetno brzog razvoja GaAs, Si i SiGe tehnologija. Očekuje se povećanje radne frekvencije i poboljšanje spektralnih karakteristika digitalnih sintetizatora, što će biti od velike pomoći u dizajnu analognih i PLL sintetizatora.

Međutim, najperspektivniji razvoj događaja u skoroj budućnosti vjerojatno će biti povezan s PLL sintetizatorima temeljenim na niskobudžetnim integriranim krugovima generatora. Glavni će se napori usmjeriti na smanjenje unutarnje buke pojedinih elemenata sintisajzera kako bi se proširila optimalna širina opsega PLL filtra na nekoliko MHz, gdje čvrsti generatori postaju konkurentni u svojstvima buke s YIG generatorima. To će omogućiti postizanje raspona brzina mikrosekunde podešavanja frekvencije uz održavanje razine buke svojstvene YIG generatorima. Ove će karakteristike, zajedno s niskim troškovima svojstvenim PLL sintesajzerima, vjerojatno predodređivati \u200b\u200bnjihovu dominaciju u budućim dostignućima.

Književnost:

1. J. Browne, "Frekvencijski sintetizatori ugađaju komunikacijski sustavi", Microwaves & RF, ožujak 2006.
2. V. Kroupa, „Teorija sinteze frekvencija, dizajn i primjene“, New York: Willey, 1973.
3. V. Manassewitsch, „Teorija i dizajn sintisajzera frekvencije“, ThirdEdition, New York: JohnWiley & Sons, 1987.
4. U. Rohde, „Mikrovalne i bežične sintetizatori: teorija i dizajn“, New York: John Wiley & Sons, 1997.
5. J. Klapper i J. Frankle, „Postupci povratnog faza i frekvencije,“ New York: Wiley, 1972.
6. Mrežni analizator od 24 GHz, Rohde & Schwartz, Mikrotalasni časopis, listopad 2005.
7. Z. Galani i R. Campbell, "Pregled frekvencijskog sintetizatora za radare", u IEEE transakcijskoj mikrovalnoj teoriji i tehnikama, god. MTT-39, 1991., str. 782-789.
8. V. Kroupa, "Direktni digitalni sintetizatori frekvencije" New York: IEEE Press, 1999.
9. T. Endres, R. Hall, i A. Lopez, „Metode dizajniranja i analize sintetizatora temeljenog na DDS-u za vojne aplikacije u svemiru“ u IEEE-ovom međunarodnom simpoziju za kontrolu frekvencija Proc., 1994, str. 625-632.
10. W. Egan, „Sinteza frekvencije zaključavanjem faza“ New York: Wiley, 2000.
11. R. Best, „Faze-zaključane petlje - teorija, dizajn i primjene“ New York: McGraw-Hill, 1984.
12. U. Rohde, „Digitalni PLL sintetizatori: dizajn i primjene“ NJ: Prentice Hall, 1983.
13. A. Blanchard, "Fazno zaključane petlje" New York: Wiley, 1976.
14. F. Gardner, „Phaselock tehnike“, drugo izdanje, New York: Wiley, 1979.
15. Napomena o prijavi „Fractional-N Synthesizer“, Sinergijska mikrovalna korporacija, http://www.synergymwave.com/\u003e www.synergymwave.com.
16. „Referentni modul visoke frekvencije“ korporacije Valpey Fisher, Mikrovalna pećnica, travanj 2005.

o autoru

Alexander Chenakin diplomirao je na Kijevskom politehničkom institutu, kandidat tehničkih znanosti. Radio je na različitim inženjerskim i upravljačkim pozicijama, vodio je konzultantsku tvrtku za istraživanje naprednih tehnologija u području stvaranja mikrovalnog signala. Trenutno radi kao direktor odjela za sintezu frekvencija u Phase Matrix, San Jose, SAD, gdje nadgleda razvoj novih generacija sintisajzera frekvencije za razne mjerne instrumente i sustave.

Predstavili smo proizvode najboljih proizvođača

PRIST nudi optimalna rješenja za mjerenje zadataka.

Kod nas ne možete samo kupiti osciloskop, izvor napajanja, generator signala, spektralni analizator, kalibrator, multimetar, strujne stezaljke, već i provjeriti mjerni instrument ili ga kalibrirati. Imamo izravne ugovore s najvećim svjetskim proizvođačima mjerne opreme, zahvaljujući tome možemo odabrati opremu koja će riješiti vaše probleme. Imajući veliko iskustvo, možemo preporučiti proizvode sljedećih marki.

Kao što slijedi iz § 1.10, u osnovi je moguće izgraditi sustav DCSM koristeći digitalnu petlju sa faznim zaključavanjem u bilo kojem frekvencijskom rasponu, uključujući mikrovalnu. Poznate publikacije o takvim sustavima, iako samo u području decimetara (na primjer ,,), pripadaju drugoj polovici 60-ih. Što se tiče raspona SMB, svjesni smo samo jednog članka iz 1971. godine, koji opisuje digitalni sintetizator ovog raspona. Slažemo se da sintetizatori raspona do 400 MHz pripadaju metarskom rasponu valne duljine, kojem su bliži ne samo zato što hvataju raspon koji je tek nešto veći od raspona metra, već i prema principima njihove konstrukcije.

Budući da širina raspona radne frekvencije najjednostavnijeg digitalnog sintisajzera ne može premašiti maksimalnu brzinu DPKD-a, praktički najjednostavniji DFAC sustavi na mikrovalnoj pećnici nisu primjenjivi. Gore je napomenuto da uključivanje DPCD-a ispred DPCD-a čini inercijalnijim sustavom i narušava karakteristike buke potonjeg. Doista, ako je najveća brzina modernih DPCD-ova približno 50 MHz, tada je za f 0 \u003d 5 GHz (sredina raspona centimetra) potreban DFCD s faktorom podjele c \u003d 100, tj. Ceteris paribus, propusna širina PLLA se u ovom primjeru sužava. dva reda veličine.

Kao što je prikazano u § 1.10, DFCH sustav s heterodiniranjem (Sl. 1.12c), iako je nezgrapniji, ima električne karakteristike koje nisu niže od najjednostavnijeg sustava. Nije ograničena brzinom DPKD-a, pa se stoga može koristiti u mikrovalnim sintisajzerima. Međutim, primjena ovog sustava u mikrovalnoj ima svoje karakteristike. Prvo, budući da širina raspona radne frekvencije P 0 \u003d f 0 max - f 0 min na mikrovalnoj frekvenciji gotovo uvijek prelazi brzinu DPKD f DP max, heterodiniranje treba provesti ne jednom frekvencijom, već mrežom referentnih frekvencija fq (k) (kao u starijoj dekadi višedecenijski sustav DKSCH). Drugo, korak diskretnosti navedene mreže β k ne smije prelaziti širinu raspona stabilne podjele DPKD f DP max - f DP min, tj., Praktički β kf DP max - f DP min, tada prije DPKD morat ćete uključiti DPCD u obliku jednog ili više dva okidača. Tako mali koeficijent podjele DPCD (c \u003d 2 ili c \u003d 4), prvo, neće primjetno pogoršati električne karakteristike sustava, a drugo, dok industrija usvaja brže DPCD, isprva se DPCD degenerira u jedan okidač (c \u003d 2), a zatim potpuno isključiti iz sheme.

Tako se može prikazati tipična mikrovalna struktura digitalnog sintetizatora kao što je prikazano na Sl. 3,1 A. Za ovaj sustav

Zajedničko rješenje (3.1) i (3.2) daje

Tada je iz (3.3) i (3.4) koeficijent podjele DPKD

U drugom su poglavlju određeni kriteriji [f-la (2,44)] za odabir referentnih frekvencija koje određuju odsutnost bočnih komponenti nekontroliranih PLL prstenom na izlazu sintisajzera. Pogledajmo kako se ti kriteriji ispunjavaju na dijagramu sa Sl. 3,1 A. Kao

zatim, zamjenjujući (3.6) u (3.1), dobivamo

Iz (2,44) proizlazi da je uvjet Ako u posljednjem izrazu prihvatimo ekstremni slučaj (nejednakost zamijenimo jednakošću) i, uzevši to u obzir, zamijenimo (3.8) u (3.7), tada ispada da

Međutim, u pravilu u mikrovalnim sustavima P 0 \u003e\u003e f DP max. Dakle, ili koeficijent podjele DPCD mora biti izabran dovoljno velik, ili uvjet (2,44) u sustavu sa Sl. 3.1a se može izvesti samo u određenom slučaju.

Ovdje je prihvaćeno da, međutim, čak i kada se mogu donijeti isti zaključci.

Negativni utjecaj DPCD na parametre sustava prikazan je gore, posebno za velike s. Ne možete računati na oštar porast brzine DPKD-a u skoroj budućnosti. Stoga je sustav Sl. 3.1a može se koristiti samo u uskopojasnom sintisajzeru.

Budući da ispunjenje jedne od nejednakosti (2,44) treba smatrati obveznim, potrebno je transponirati referentne frekvencije f "q" gore "ili" dolje "izvan radnog raspona sintisajzera, a ako sintisajzer radi na prijemniku ili mješalici odašiljača, tada izvan radnog raspona nosača frekvencije radio veze i, očito, uvjete (2,44) mora biti dopunjena još jednom nejednakošću

Babkovsky A. P., Seleznev N. E. Federalni državni unitarni istraživački institut za mjerne sustave Yu.E. Sedakova GSP-486, N. Novgorod - 603950, Rusija tel .: 8312-666202, ext. 295, e-mail: [adresa e-pošte zaštićena]

Sažetak - Predstavljeni su rezultati dizajna jednostavnog mikrotalasnog sintisajzera na C-opsegu temeljenog na jednom čipu s fazno zaključanim petljim čipom.

I. Uvod

Povećanje radnih frekvencija do milimetarskog valnog raspona u uređajima blizu radara s doplerskom obradom odbijenih signala zahtijeva značajno povećanje stabilnosti emitiranih oscilacija.

Upotreba krugova za obradu signala koja se temelji na mjerenju doplerskih pristranosti na srednjim frekvencijama u frekvencijskom opsegu decimetara kako bi se maksimizirala učinkovitost uređaja prisiljava na uporabu koherentnih generatora na putu odašiljača i prijemnika.

Trenutno je najoptimalniji način dobivanja koherentnih signala za takve sustave milimetarskog raspona je uporaba frekvencijskih sintetizatora centimetarskog frekvencijskog raspona i njihovo kasnije umnožavanje i pojačavanje.

U pravilu se takvi sintisajzeri grade prema shemi s više petlji koristeći miksere, razdjelnike i frekvencije.

Međutim, posljednjih godina gornja radna frekvencija jedno-čip krugova sintetizatora sa fazno zaključanom petljom (PLL) popela se na sredinu C-područja.

Trenutno su Skyworks i analogni uređaji lideri u proizvodnji jednočipnih PLL sintetizatora za ovaj frekvencijski raspon.

Na ruskom tržištu elektroničkih komponenata proizvodi Skyworks Inc. zastupa tvrtku: LLC "Radiocomp" Moskva.

Od 1993. godine, nakon potpisivanja ugovora o izravnom licenciranju s analognim uređajima, Argussoft Company CJSC, Moskva redovito ažurira i nudi programerima čitav niz komponenti i uređaja za uklanjanje pogrešaka.

Tvrtka "MEI Electronic Components" iz Moskve pruža programerima detaljne materijale o upotrebi PLL mikročipova sintisajzera različitih proizvođača.

Povećavanje gornje radne frekvencije PLL sintetizatora na frekvenciju C-opsega omogućilo je stvaranje prilično jednostavnih sintetizatora s jednom petljom u strukturi.

U velikom broju slučajeva takav je pristup izgradnji glavnog oscilatora (GG) i lokalnih oscilatora povoljniji s gledišta tehničkih, masovnih i ekonomskih pokazatelja.

Glavni parametri nekih mikroelemenata PLL sintetizatora koji djeluju u C-opsegu prikazani su u tablici 1.

Tab. 1. Usporedne karakteristike mikroelemenata PLL sintetizatora.

Tablica 1. Usporedne karakteristike IC-a sintetizatora PLL-a

II. Glavni dio

Funkcionalni dijagram ovog 3G i lokalnog oscilatora na temelju jednofrekventnog sintetizatora prikazan je na slici 1.

Sl. 1. Blok shema sintisajzera.

Sl. 1 blok dijagram sintetizatora

gdje je ref. Post - precizni nisko-šuma referentni kristalni oscilator GK62-TS, pC - mikrokontroler, PLL IC - čip sintesajzera, LPF - niskopropusni filter, pojačalo skaliranja - skaliranje operativno pojačaloDielektrični rezonator VCO je oscilator s naponskim upravljanjem (VCO) temeljen na dielektričnom rezonatoru; Izolator je mikrovalni ventil; Usmjereni spojnik je usmjerni spojnik.

Uzimajući u obzir vlastito iskustvo u razvoju mikrotalasnih sintisajzera i rezultate studija različitih PLL mikro-sklopova sintisajzera, za razvoj MH i lokalnog oscilatora odabran je mikro krug CX72302 s koeficijentom djelomične podjele Skyworks Inc. ,

Glavne karakteristike CX72302 čipa:

■ maksimalna izlazna frekvencija glavnog kanala - 6,1 GHz;

■ pomoćni - 1000 MHz;

■ maksimalni radni ICHFD - 25 MHz;

■ zagarantovano vrijeme uključivanja frekvencije ne više od 100 μs;

■ razina unutarnje buke -128 dB / Hz;

■ korak podešavanja frekvencije niži od 400 Hz.

Upotreba CX72302 omogućuje dovoljno

visoka radna frekvencija detektora fazne frekvencije impulsa (ICHFD) F \u003d 16.384 MHz radi postizanja koraka podešavanja frekvencije od 250 Hz zbog visok stupanj frakcionalnost (262144). Povećanje radne frekvencije ICPD dovodi do smanjenja koeficijenta umnožavanja frekvencije petlje PLL i do poboljšanja parametara buke signala.

Za smanjenje razine buke u izlaznom signalu koristi se generator visokokvalitetnog dielektričnog rezonatora (DR). Linearno podešavanje frekvencije u takvom oscilatoru provodi se pomoću varicap-a ZA627A-6, slabo povezanog s DR-om. Korištenje tranzistora 2T963A-2 omogućuje vam dobivanje izlazne snage generatora od oko 50 mW.

Signal za mikrovalnu peć iz izlaza VCO ulazi kroz vrata i usmjerni spojnik na izlaz frekvencijskog sintisajzera (izlazna snaga je + 15dBm - oko 30 mW). Dio snage usmjerenog spojnika (prolazno prigušenje 25 dB) razgranato je na ulaz PLL čipa.

Parametri niskopropusnog filtra u povratnoj petlji PLL-a izračunati su prema National Semiconductor metodi. U programu Math-CAD2000 modeliran je rad PLL petlje i njegova stabilnost testirana u rasponu radne frekvencije.

Na izlaznim frekvencijama sintisajzera u sredini C-pojasa, frekvencijski množitelj PLL petlje doseže 380 (radna frekvencija faznog detektora 16 MHz). Spektralna gustoća faznog šuma oscilatora referentnog kristala GK-62TS-

0 je minus (145 - 155) dB / Hz. Spektralna gustoća faznog šuma PLL čipa je 128 dB / Hz. Stoga se spektralna gustoća faznog šuma generiranog signala određuje mikro krugom i iznosi

UV \u003d -128+ 20 log 380 \u003d -77 dB / Hz.

Izlazna frekvencija sintisajzera upravlja se Atmel mikrokontrolerom AT90S8515-8PI. Da bi se ubrzao prijelazni proces, frekvencijsko prebacivanje se vrši na maksimalnoj struji faznog detektora. Nakon hvatanja zadane frekvencije, struja faznog detektora smanjuje se na nazivnu razinu, što dovodi do smanjenja razine diskretne komponente s frekvencijom usporedbe faznog detektora u spektru izlaznog signala sintisajzera. Nakon prebacivanja sintisajzera, mikrokontroler prelazi u stanje mirovanja s isključenim kvarcnim oscilatorom kako bi se smanjio šum iz digitalnog dijela kruga.

Strukturno je sintetizator izveden u obliku skupa zasebnih čvorova međusobno povezanih krutih koaksijalnih kabela. Za PLL čip i pridruženi remen korišten je PCB od stakloplastike debljine 0,8 mm. Unatoč relativno visokoj radnoj frekvenciji, uporaba podloge od jeftinog materijala je opravdana.

III. Eksperiment

Eksperimentalna ispitivanja parametara buke sintetizatora frekvencije provedena su korištenjem postavki za određivanje spektralne gustoće faznog buke HP3048A.

Spektralna gustoća faznog šuma razmatranog jednostavnog jednofrekventnog sintisajzera za velika odvajanja od nosača je:

10 kHz -92 dB / Hz;

100 kHz -117 dB / Hz.

Zbog slabe povezanosti varicapa s dielektričnim rezonatorom bilo je moguće dobiti prilično dobre parametre buke sintisajzera, međutim, njegov opseg za ugađanje ne prelazi 50 MHz kada se upravljački napon preko varicap mijenja od 1 do 25 V.

Za proširenje raspona radnih frekvencija sintisajzera može se koristiti kontrolirani generator temeljen na YIG. Ali morat ćete promijeniti shemu regulacije frekvencije.

IV. Zaključak

Upotreba mikro-sklopa s jednim čipom s koeficijentom djelomične podjele u povratnoj petlji PLL-a omogućava konstrukciju kompaktnih sintisajzera frekvencije prema jednokružnom krugu s izlaznim frekvencijama do gornje radne frekvencije PLL mikro-sklopa s korakom podešavanja frekvencije u takvom sustavu s jednom petljom manjim od 400 Hz i prihvatljivom razinom gustoće spektralne gustoće ,

V. Reference

HF i UHF Radio komponente stranih proizvođača. Cjenik. Izdanje 5. M. 2004

Www.argussoft.ru

Ljeto MEI elektroničkih komponenti2004.

Visokofrekventne / mikrovalne komponente, elektromehanika, energetski uređaji. 2004. Elektronički katalog

Babkovsky A. P. Iskustvo u dizajniranju PLL sintetizatora za mikrovezu iz QUALCOMM i Mini-Circuits za blok referentnih signala mjerača milimetra. - U knjizi. „8. međunarodna krimska konferencija„ Mikrovalne i komunikacijske tehnologije “. Zbornik konferencije “[Sevastopol, 14. i 17. rujna. 1998]. Sevastopol: Weber, 1998, v. 2, str. 667-668.

Babkovsky A.P., Seleznev N.E. Hibridni PLL / DDS frekvencijski sintisajzeri. - U knjizi. „11. međunarodna krimska konferencija„ Mikrovalne i komunikacijske tehnologije “. Zbornik konferencije “[Sevastopol, 10.-14. Rujna. 2001]. Sevastopol: Weber, 2001., str. 112-114.

Babkovsky A.P., Seleznev N.E. brzi oktavni mikrotalasni sintisajzer s malim korakom podešavanja frekvencije. - U knjizi. „13. međunarodna krimska konferencija„ Mikrovalne i komunikacijske tehnologije “. Zbornik konferencije “[Sevastopol, 8. i 12. rujna. 2003]. Sevastopol: Weber, 2003., str. 136-138.

Www.skyworksinc.com

SINTALIZATOR JEDNOG LOOPA ZA C-BAND SA ULTRA FINE FREKVENCIJSKIM KORAKOM

Babkovsky A., Seleznev N.

Jedinstveni istraživački institut za mjerne sustave savezne države, nazvao je Yu. Vi. Sedakov GSP-486, Nižni Novgorod - 603950, Rusija e-pošta: [adresa e-pošte zaštićena]

Sažetak - U ovom su radu uzeti u obzir rezultati dizajna jednostavnog frekvencijskog sintisajzera u C-opsegu na temelju PLL s jednom petljom.

Povećavanje radnih frekvencija dopplerskog radara kratkog dometa do MM-pojasa zahtijeva veliko poboljšanje stabilnosti prenesenog signala.

Princip obrade signala zasnovan je na doplerskom mjerenju odbijenih signala na srednjoj frekvenciji (u UHF rasponu). Stoga uzbudnik lanca odašiljača i lokalni oscilator (LO) moraju biti koherentni.

Trenutno je najpoželjniji pristup u proizvodnji koherentnih signala upotreba C-opsega sintisajzera frekvencije zajedno s množiteljima i pojačavačima.

Ti su sintetizatori često dizajnirani pomoću višestrukih shema u kombinaciji s frekvencijskim miješalicama, razdjelnicima i množiteljima.

Posljednjih godina gornja radna frekvencija PLL-a povećavala se na C-opseg. Sada su vodeći proizvođači PLL IC-ova za ovaj frekvencijski pojas Skyworks i analogni uređaji. Povećanje IC radne frekvencije omogućava dizajniranje jednostavnih C-opsežnih jedno-kružnih sintetizatora.

U nekim je slučajevima ovaj pristup možda poželjniji.

Blok-dijagram pobudnika odašiljača na temelju jednostrukog PLL-a prikazan je na slici 1. Uzimajući u obzir naše vještine u dizajnu sintisajzera, za pobudnik i LO dizajn odabran je Skyworks CX72302 Fractional-N PLL IC. Za više detalja posjetite www.skyworksinc.com web stranicu.

Korištenjem CX72302 možemo dobiti korak frekvencije 250Hz samo s usporednom vrijednosti frekvencije detektora 16,384MHz zbog frakcionalnosti visokog stupnja, 2 18. Visoka frekvencija detektora dovodi do smanjenja vrijednosti glavnog razdjelnika N i poboljšanja parametara buke.

High-Q dielektrični rezonatorski oscilator (DRO) koristi se za postizanje boljih performansi buke izvan PLL propusnog opsega. Provjera linearne frekvencije provodi se upotrebom varicapa koji ima slabu povezanost s DR-om. Izlazna snaga DRO generatora je 50 mW.

Signal prolazi kroz izolator i usmjerni spojnik do izlaza sintetizatora (izlazna snaga je + 15dBm - približno 30 mW). Dio snage iz spojenog ulaza usmjerenog spojnika usmjerava se na PLL IC ulaz.

Komponente filtera za petlje izračunate su postupcima koje je predložio National Semiconductor. Analiza stabilnosti petlje ocijenjena je u MathCAD 2000.

Omjer glavne petlje povećava se na 380 (frekvencija detektora faza 16 MHz) na frekvencijama oko 6GHz. Fazna buka spektralne gustoće PLL IC iznosi -128 dB / Hz. Dakle, spektralna gustoća fazne buke u PLL propusnom opsegu određena je IC PLL šumom, iako je fazni šum referentnog generatora (-145 ... -155 dB / Hz) i jednak je -77dB / Hz.

Kontrolu izlazne frekvencije sintisajzera vrši Atmel AT90S8515-8PI mikrokontroler. Da bi se minimiziralo vrijeme promjene frekvencije, struja pumpe za punjenje povećava se na maksimalnu vrijednost. Nakon zaključavanja struja crpke za punjenje prebacuje se na nazivnu vrijednost, a mikrokontroler se prebacuje u stanje mirovanja zajedno s isključivanjem generatora takta. To omogućava suzbijanje buke u izlaznom spektru digitalnog kruga.

Parametri buke izlaznog signala sintetizatora izmjereni su testnim skupom HP3048A.

Dno fazne buke testiranog jednopolnog PLL sintetizatora u odmaku od nosača je:

Kompenzacija frekvencije Podna faza buke

10 kHz -92 dB / Hz

100 kHz -117 dB / Hz

Slaba spojka između varicap i dielektričnog rezonatora u podešenom generatoru daje parametre buke prilično dobre, ali sintetizirani frekvencijski pojas je preuzak (približno 50 MHz u rasponu varicap podešavanja od 1 do 25 volti).

Moguće je koristiti YIG podešeni oscilator za produljenje sintetiziranog frekvencijskog pojasa. Ali u ovom se slučaju krug za podešavanje frekvencije mora promijeniti.

Fractional-N PLL s jednim čipom omogućuje konstrukciju sintetizera s jednom petljom malih frekvencija za frekvencije do maksimalne radne IC PLL frekvencije sa korakom frekvencije manjim od 400 Hz i prihvatljivom faznom razinom buke.