Широколентови синтезатори на честотата от Maxim. Микровълнов лабораторен синтезатор

Създаването на съвременни комуникации е невъзможно без използването на висококачествени честотни синтезатори, които до голяма степен определят техническите параметри на радиосистемата. Изследваната статия мощни широколентови синтезатори,  и производствена компания Максим интегриранкоито ви позволяват да генерирате референтен сигнал в диапазона от 0,25 ... 10 GHz. Ниските разходи и отличните индикатори за ниво на шума позволяват използването им в различни приложения - от лични системи за радиокомуникация до висококачествени измервателни уреди.

Човечеството все по-често използва радиочестотния участък от спектъра на електромагнитните вълни, по-специално обхвата на ултракоротките вълни с честота на трептене от 0,30 ... 30 GHz. Днес този огромен обхват вече е доста гъсто изпълнен с разнообразни радиокомуникационни системи с канали за предаване на цифрови данни и е заплетен в локалната и глобалната мрежова инфраструктура. Появата на нови системи и стандарти за безжични комуникации, сателитни комуникации и навигационни системи се случва паралелно с усъвършенстването на технологията за производство на полупроводникови компоненти и допринася за бързия напредък в областта на комуникационните възможности.

Сателитна и клетъчна, безжична инфраструктура за данни: изисквания към компонентите

Една от основните задачи при проектирането на всяко радиочестотно оборудване е да се осигури висока точност и стабилност на носещата честота, включително амплитуда и фаза. Този проблем се решава днес, като правило, като се използват специализирани синтезатори на честота. Често срещана опция в този случай е фазово заключен синтезатор на контур (PLL), използващ външен кристален осцилатор на референтната честота заедно с вградени разделители за референтната и генерираната изходна честота, сравнителна верига под формата на честотно-фазов дискриминатор (детектор). Сигналът за несъответствие се генерира от отделен изходен етап (зарядна помпа) и се подава през външен (контур) филтър към осцилатор, управляван от напрежение (VCO), който може да бъде вграден или външен.

Програмируемите коефициенти за режимите на цяло число (Integer-N) и частично деление на Fractional-N, както и изборът на подходяща референтна честота, осигуряват разширен диапазон на изходните честоти и ви позволяват да променяте такива параметри на процеса на синтез на честотата като стъпка на превключване на честотата и честотата, фазово ниво на шума.

Фракционните-N синтезатори се оказаха в голяма степен като решение на проблема с увеличаването на скоростта на превключване на честотата, намаляването на фазовия шум в близост до носещата честота и намаляването на нивото на вторичните компоненти в GSM и GPRS комуникационните системи.

Синтезатори MAX2870, MAX2871, MAX2880. Характеристики, предимства, препоръки за употреба

В моделната гама на полупроводниковите компоненти на Maxim Integrated днес има три микрофизики на свръх широколентови честотни синтезатори с фазово заключен контур (PLL). Всички те използват механизъм за синтез, базиран на PLL осцилатори. Изходната честота се задава от VCO и се стабилизира от нискочестотен референтен генератор.

Таблица 1. Честотни синтезатори Maxim Itegrated with PLL

име	режим   синтез	Захранващо напрежение	Честотен обхват, MHz		О. мощност, dBm	Diff. изходи	Ниво на шума, dBc / Hz	Нестабилност вж. Блокове.	Дело / води	Работна температура ° C
			Мин.	Макс.
MAX2870	Дробен / цяло число	3,0…3,6	23,5	6000	-4…5	2	-226,4	0,25	TQFN / 32	-40…85
MAX2871	Дробен / цяло число	3,0…3,6	23,5	6000	-4…5	2	-229	0,2	TQFN / 32	-40…85
MAX2880	Дробен / цяло число	2,8…3,6	250	12400	не	не	-229	0,14	TQFN / 20 TSSOP / 16	-40…85

Приложенията за Maxim интегрирани честотни синтезатори включват телекомуникационно оборудване, безжично комуникационно оборудване, измервателни системи, генератори на часовник в RF устройства и аналогово-цифрови преобразуватели.

Синтезатор MAX2870

Ултрашироколентов MAX2870 с фазово заключена верига и интегриран VCO е в състояние да работи както в целочислен, така и в частичен режим на синтез на честота. В комбинация с външен референтен генератор и външен филтър MAX2870  ви позволява да създавате високоефективни вериги с нисък шум в диапазона от 23,5 MHz ... 6 GHz.

Генерирането на честоти в разширения диапазон се осигурява от няколко интегрирани VCO и изходни разделители с коефициенти 1 ... 28. Има две програмируеми, независими един от друг диференциални изходи, които могат да осигурят изходна мощност от -4 ... 5 dBm. И двата изхода могат да бъдат деактивирани от софтуер или хардуер.

MAX2870 се управлява чрез 3-жилен сериен интерфейс. Чипът се предлага в миниатюрен, 32-пинов QFN пакет. Способен е да работи в температурния диапазон от -40 ... 85 ° C.

Функционалната схема MAX2870 е показана на фигура 1. Основните елементи на устройството са управляващият и регистриращ интерфейсен модул (SPI И РЕГИСТРИ), няколко брояча и разделители, няколко VCO и мултиплексори. Четири изходни сигнала (RFOUTx_x) се приемат през превключвателите от два диференциални усилвателя. За да регулирате синтезираната честота, има блок CHARGE PUMP и вход TUNE.

За да управлявате MAX 2870, има пет 32-битови регистри за записване на данни, има един регистър за четене. Горните 29 значими бита (MSB) са за данни, а 3-ма най-значими бита (LSB) определят адреса на регистъра. Данните се зареждат в регистрите чрез сериен SPI интерфейс, първият който предава 29 бита MSB. Програмируемите регистри имат адреси 0x05, 0x04, 0x03, 0x02, 0x01 и 0x00.

Фигура 2 показва времева диаграма на процеса на запис чрез SPI. След включване на захранването всички регистри трябва да бъдат програмирани два пъти с минимална пауза от 20 ms между записи. Първият запис ви позволява да се уверите, че устройството е включено, а вторият - стартира VCO.

MAX2870 може да бъде поставен в режим на ниска мощност след настройка SHDN \u003d 1 (регистрирайте 2, бит 5) или при настройка на нисък CE щифт. След излизане от режима с ниска мощност са необходими поне 20 ms за зареждане на външните кондензатори преди програмиране на VCO честотата.

Входната референтна честота преминава през входа RF_IN към инвертиращия буфер и след това през факултативния фактор x2 и мултиплексора към разделителя R COUNTER, след това през незадължителния делител и мултиплексор достига до фазовия детектор и изходния мултиплексор.

Когато фактор x2 е активиран (DBR \u003d 1), максималната честота на референтния сигнал е ограничена до 100 MHz. Когато умножителят е изключен, референтната входна честота е ограничена до 200 MHz. Минималната референтна честота е 10 MHz. Минималният коефициент на деление R е 1, а максималният 1023.

Честотата на фазовия детектор се определя, както следва:

където fREF е честотата на входния референтен сигнал. DBR (регистър 2, бит 25) задава режима на удвояване на входната честота fREF. RDIV2 (регистър 2, бит 24) задава режима на разделяне на fREF с 2. R (регистър 2, битове 23:14) представлява стойността на 10-битов програмируем брояч (от 1 до 1023). Максималният fPFD е 50 MHz за Frac-N режим и 105 MHz за Int-N режим. Разделителят R може да бъде нулиран, когато RST (регистър 2, бит 3) е 1.

Честотата на VCO (fVCO), стойностите на N, F и M могат да бъдат определени въз основа на желаната изходна честота на канал A (fRFOUTA), както следва. Можете да зададете стойността на делителя DIVA въз основа на стойностите на fRFOUTA от таблицата със стойности на DIVA (регистрирайте 4, битове 22 ... 20).

Ако FB бит \u003d 1, DIVA е изключена от PLL обратна връзка):

Ако бит FB \u003d 0, (DIVA в контура за обратна връзка на PLL) и DIVA ≤ 16:

Ако бит FB \u003d 0, (DIVA в контура за обратна връзка на PLL) и DIVA\u003e 16:

Тук N е стойността на 16-битовия брояч N (16 ... 65535), програмиран чрез регистър 0, битове 30 ... 15. M е стойността на дробния модул (2 ... 4095), програмирана чрез битове 14 ... 3 на регистър 1. F е стойността на дробното деление, програмирана чрез битове 14 ... 3 на регистър 0.

В режим на дроб (Frac-N) минималната стойност на N е 19, а максималната 4091. Броячът N се нулира, когато RST е 1 (регистър 2, бит 3). DIVA - настройка на делението на изходната RF (0 ... 7), програмируема чрез битове 22 ... 20 на регистър 4. Коефициентът на деление е зададен като 2DIVA.

Изходната честота на канал B (fRFOUTB) се определя, както следва:

Ако BDIV \u003d 0 (регистър 4, бит 9),

Ако BDIV \u003d 1,

Int-N / Frac-N режими

Режимът на делене на цяло число (Int-N) се избира чрез задаване на INT \u003d 1 бит (регистрирайте 0, бит 31). Когато работите в този режим, е необходимо също да настроите LDF бита (регистър 2, бит 8), за да активирате функцията за определяне на момента на синхронизация (улавяне на честотата) в режим Integer-N.

Режимът на дробно деление (Frac-N) се избира чрез задаване на бита INT \u003d 0 (регистрирайте 0, бит 31). Освен това, задайте LDF бит \u003d 0 (регистрирайте 2, бит 8) за режима на синхронизация Frac-N.

Ако устройството остане в режим Frac-N със стойност на частично деление F \u003d 0, може да възникне нежелан импулсен шум. За да избегнете това, можете да активирате автоматично превключване в режим Integer-N, когато F \u003d 0, ако зададете бит F01 \u003d 1 (регистрирайте 5, бит 24).

Фазово детектор и генериране на управляващо напрежение (зарядна помпа)

Токът на заряда, генериран от Shump Rump за външен кондензатор, се определя от стойността на резистора, свързан между щифта RSET и общия проводник, и стойността на CP битовете (регистър 2, битове 12 ... 9), както следва:

За да подобрите стабилността в режим Frac-N, задайте бита за линейност CPL \u003d 1 (регистрирайте 1, битове 30, 29). За Int-N режим задайте CPL \u003d 0. За да намалите шума в Int-N режим, задайте CPOC \u003d 1 (регистрирайте 1, бит 31), за да предотвратите изтичане на ток във филтъра на цикъла. За режим Frac-N задайте CPOC \u003d 0.

Изходът CP_OUT може да бъде превърнат в състояние с висок импеданс, когато TRI \u003d 1 (регистър 2, бит 4). При TRI \u003d 0 този изход е в нормално състояние. Полярността на сигнала на фазовия детектор може да бъде променена за активния инвертиращ контур. За неинвертиращ филтър задайте PDP \u003d 1 (регистрирайте 2, бит 6). За обръщане на филтър задайте PDP \u003d 0.

Изходи MUX_OUT и LD (Lock Detect)

MUX_OUT е многоцелеви изпитателен изход за наблюдение на различни вътрешни операции на MAX2870. MUX_OUT също може да бъде конфигуриран за сериен изход на данни. MUX битовете (регистрирайте 2, битове 28 ... 26) ви позволяват да изберете типа сигнал на MUX_OUT.

Сигналът за откриване на заключване може да бъде наблюдаван чрез LD изход чрез настройка на LD битовете (регистър 5, битове 23 ... 22). За определяне на дигиталното време задайте LD \u003d 01. Дефиницията на дигиталния синхронизация зависи от режима на синтез. В режим Frac-N задайте LDF \u003d 0, а в режим Int-N задайте LDF \u003d 1. Можете също така да зададете точността на определянето на цифровия синхронизация в съответствие с таблиците.

Аналогично определяне на времето може да се използва с настройката LD \u003d 10. В този режим LD използва изход с отворен колектор, който изисква външен резистор за натоварване.

Точността на изхода за определяне на времето зависи от много фактори. Изходната стойност може да е ненадеждна по време на процеса на автоматичен избор на VCO. След приключване на този процес, изходът все още е ненадежден, докато се установи настройката на напрежението. Времето за инсталиране на VTUNE зависи от ширината на лентата на контурния филтър и може да бъде изчислено с помощта на софтуерния инструмент EE-Sim Simulacija.

Режим на бързо заключване

Чипът MAX2870 има режим на бързо заключване. В този режим CP \u003d 0000 (регистър 2, битове 12 ... 9) и делител на два резистора със съотношение на номиналните стойности 1/3 е свързан към изхода на SW. По-голям резистор е свързан между изхода и общия изход на мощност, а по-малък резистор е свързан между SW терминала и филтърния кондензатор. Когато CDM \u003d 01 (регистър 3, битове 16 ... 15), ускорената синхронизация започва да работи след завършване на процеса за автоматичен избор на VCO (VAS).

По време на ускорената синхронизация, токът на зареждане на зареждащата помпа се увеличава до стойността, определена от CP \u003d 1111, а съотношението между резисторите, маневрени на контура на филтъра, става 1/4 поради прехвърлянето на SW изхода в състояние на високо импеданс. Бързото заключване е деактивирано в края на определено от потребителя време. Това изчакване е равно на:

Тук M е персонализиран коефициент, а CDIV е настройка на разделителя. Програмистът трябва да определи настройките на CDIV въз основа на константата на времето за филтър за обратна връзка.

RFOUTA ± и RFOUTB ± изходи

Чипът има два диференциални RF изхода с отворени колектори, които изискват свързване на външни резистори от 50 Ohms към всеки от изходите.

Всеки изход може да бъде независимо включен и изключен чрез задаване на битовете RFA_EN (регистър 4, бит 5) и RFB_EN (регистър 4, бит 8). И двата изхода могат да бъдат контролирани чрез пина RFOUT_EN.

Изходната мощност на всеки изход се задава отделно чрез APWR (регистър 4, битове 4, 3) за RFOUTA и BPWR (регистър 4, битове 7 ... 6) за RFOUTB. Възможно е да се зададе диференциалната изходна мощност в диапазона от -4 ... 5 dBm, със стъпка от 3 dB при работа с натоварване от 50 Ohm. Възможно е също да се регулира в същия диапазон за небалансиран изход с захранване чрез RF дросел. За оптимално ниво на изхода в целия честотен диапазон са необходими различни натоварващи клетки. Ако се използва небалансиран изход, неизползваният изход трябва да бъде свързан към съответния товар (таблица 2).

Таблица 2. Цел на заключенията MAX2870

заключение	име	функция
1	CLK	Линия за синхронизиране (вход)
2	DATA	Серийни данни (вход)
3	LE
4	CE	Избор на чипове - нисък
5	SW	Бързо превключване. Свързва филтъра в контура за обратна връзка в PLL режим
6	VCC_CP
7	CP_OUT	Изход на помпата за зареждане
8	GND_CP	Общо заключение за генератор на заредена помпа
9	GND_PLL	PLL общо заключение
10	VCC_PLL	PLL захранване
11	GND_RF	Общо заключение на RF вериги. Свързва се към наземната шина на основната платка
12	RFOUTA_P	Положителен RF изход A с отворен колектор. Свързва се към източник на захранване чрез RF дросел или натоварване от 50 Ohm
13	RFOUTA_N	Отрицателен радиочестотен изход A с отворен колектор. Свързва се към източник на захранване чрез RF дросел или натоварване от 50 Ohm
14	RFOUTB_P	Положителен RF изход B с отворен колектор. Свързва се към източник на захранване чрез RF дросел или натоварване от 50 Ohm
15	RFOUTB_N	Отрицателен RF изход B с отворен колектор. Свързва се към източник на захранване чрез RF дросел или натоварване от 50 Ohm
16	VCC_RF
17	VCC_VCO	VCO захранване
18	GND_VCO	Общото заключение на VCO. Свързва се към споделената шина на основната платка
19	NOISE_FILT	Заключение шумоизолация VCO. Свързва се чрез 1 uF към наземната шина на основната платка
20	TUNE	VCO контролен вход. Свързва се с външен филтър
21	GND_TUNE	Общ изход на контролния вход VCO. Свързва се към наземната шина на основната платка
22	RSET	Заредете входния ток за настройка на входния ток
23	BIAS_FILT	Шумоизолация VCO. Свързва се през 1 uF към общия изход
24	REG	Корекция на референтното напрежение Свързва се през 1 uF към общия изход
25	LD	Синхронизиране на изхода. Високо ниво в режим на синхронизация, ниско - при липса на синхронизация.
26	RFOUT_EN	Включете RF изхода. Когато са ниски, RF изходите са деактивирани
27	GND_DIG	Общ изход за цифрови схеми. Свързва се към наземната шина на основната платка
28	VCC_DIG	Цифрово захранване
29	REF_IN	Референтен вход
30	MUX_OUT	Мултиплексен изход и сериен изход на данни
31	GND_SD
32	VCC_SD
–	ЕР	Радиатор Свързва се към общата захранваща шина на основната платка

VCO (VCO)

Микросхемата съдържа четири 16-лентови отделни VCO блока, които осигуряват непрекъснато покритие на честотния обхват от 3 ... 6 GHz. За да работи VCO, изходът на външния филтър за обратна връзка трябва да бъде свързан към входа TUNE, който контролира работата на VCO. Управляващото напрежение се подава през филтъра от изхода на CP_OUT (Фигура 3).

MAX2870 има 3-битов АЦП за отчитане на диапазона за настройка на VCO напрежение. ADC стойностите могат да бъдат прочетени от регистър 6, битове 22 ... 20.

Не забравяйте, че може да се появи сигнал за откриване на заключване, ако напрежението за настройка на VCO е извън подходящия диапазон.

VCO Auto Select

Режимът за автоматичен избор на VCO (VAS) е активиран, когато е зададен VAS_SHDN \u003d 0 бит (регистрирайте 3, бит 25). Ако VAS_SHDN \u003d 1, тогава VCO може да бъде зададен ръчно чрез VCO битове (регистрирайте 3, битове 31 ... 26). RETUNE бит (регистър 3, бит 24) се използва за активиране / деактивиране на функцията за автоматичен избор на VCO. Ако RETUNE \u003d 1 и ADC установи, че напрежението за настройка на VCO (VTUNE) е между 000 и 111, функцията VAS инициира автоматична настройка. Ако RETUNE \u003d 0, тази функция е деактивирана.

Тактовата честота на fBS трябва да бъде 50 kHz. Той е зададен с BS битове (регистър 4, 19 ... 12). Необходимата стойност на BS се изчислява по формулата:

Където fPFD е честотата на фазовия детектор. Стойността на BS трябва да бъде закръглена до най-близката цяло число. Ако изчислената BS стойност е по-висока от 1023, тогава BS \u003d 1023. Ако fPFD е по-ниска от 50 kHz, тогава BS \u003d 1. Времето, необходимо за правилния избор на VCO, е 10 / fBS.

Фазово регулиране

След задаване на зададената честота, фазата на сигнала на радиочестотния изход може дискретно да се променя на стъпки от P / M × 360 °. Фазата не може да бъде определена абсолютно, но тя може да бъде променена спрямо текущата стойност.

За да промените фазата, направете следното:

• задайте желаната изходна честота;
• задайте нарастване на фазата спрямо текущата стойност P \u003d M × (промяна на фазата) / 360 °;
• активирайте фазова промяна чрез настройка на CDM \u003d 10;
• нулирайте CDM, като го зададете на 0.

Синтезатор MAX2871

Ултра широка лента MAX2871  с PLL и интегриран VCO е в състояние да работи както в цяло число, така и във фракционен режим на честотен синтез. В комбинация с генератор на външен референтен сигнал и контур филтър MAX2871 се използва във високоефективни вериги с нисък шум, работещи в диапазона от 0,235 ... 6 GHz. MAX2871 включва също четири интегрирани VCO и два диференциални изхода с софтуерни настройки на нивото на мощност от -4 ... 5 dBm. И двата изхода могат да бъдат деактивирани от софтуер или хардуер.

Чипът се предлага в миниатюрен 32-пинов QFN пакет. Той е напълно взаимозаменяем с MAX2870. MAX2871 работи в температурния диапазон от -40 ... 85 ° C. Функционалната схема на MAX2871 е същата като тази на MAX2870 (Фигура 1). Въпреки това, MAX2871 има разширена функционалност, нисък шум и включва интегриран сензор за температура със 7-битов ADC, точността на който е ± 3 ° C.

Настройка на VCO напрежение

За разлика от 3-битовия АЦП в MAX2870, MAX2871 използва 7-битов АЦП за отчитане на VCO напрежението, стойностите на които могат да бъдат прочетени чрез регистър 6, битове 22 ... 16. За да цифровизирате напрежението, трябва да направите следното:

• задайте CDIV битовете (регистрирайте 3, битове 14 ... 3) \u003d fPFD / 100 kHz, за да изберете честотата на синхронизация за ADC;
• задайте битовете на ADCM (регистър 5, битове 5 ... 3) \u003d 100, за да може ADC да чете напрежението на щифта TUNE;
• задайте ADCS (регистър 5, бит 6) \u003d 1, за да стартирате процеса на преобразуване на ADC;
• изчакайте 100 μs, докато процесът завърши;
• прочетете стойността на регистър 6. Стойността на ADC се поставя в битове 22 ... 16;
• изчистени битове ADCM \u003d 0 и ADCS \u003d 0.

Напрежението на щифта TUNE може да се изчисли, както следва:

VCO Auto Select

За MAX2871 са налични допълнителни опции в процеса на избор на VCO, който да използвате. VAS_TEMP битът (регистър 3, бит 24) може да се използва за избор на оптимален VCO според температурата на околната среда, за да се осигури стабилност на синхронизацията в диапазона от -40 ... 85 ° C. В процеса на избор на VCO битовете RFA_EN (регистър 4, бит 5) и RFB_EN (регистър 4, бит 8) трябва да бъдат настроени на 0, а битове 30, 29 от регистър 5 трябва да бъдат зададени на 11. Настройката VAS_TEMP \u003d 1 ще увеличи времето, необходимо за да зададете предварително зададена честота, приблизително с 10 / fBS до 100 ms.

Датчик за температура

За да изчислите температурата на кристала, MAX2871 има вграден температурен датчик със 7-битов ADC, състоянието на което се чете чрез регистър 6. В този случай трябва да направите почти същата последователност от стъпки, както при регулиране на напрежението на VCO. Изключение е вторият параграф:

• задайте битовете на ADCM (регистрирайте 5, битове 5 ... 3) \u003d 001, за да може ADC да отчете температурата.

Приблизителната температура може да бъде получена, както следва:

Тази формула е най-точна, когато е разрешена от VCO и пълна мощност на RFOUTA.

RFOUTA ± и RFOUTB ± изходи

Когато CDIV (регистър 3, битове 14 ... 3) е стойността на 12-битовия делител, M (регистър 1, битове 14 ... 3) е променливият коефициент за фракционния преобразувател N, а fPFD е честотата на фазовия детектор.

Провал на проследяването на PLL

За да се гарантира стабилността на синхронизацията на дадена честота, в допълнение към метода за бързо заключване, MAX2871 има редукция на цикличното плъзгане, което се разрешава чрез настройване на CSM бита (регистър 3, бит 18) на 1. В този режим се осигурява минималната стойност на помпата на тока на контролния заряд на изхода на блока CP.

В сравнение с MAX2870, MAX2871 има и разширени функции за настройка на фазата на изходния честотен сигнал.

Синтезатор MAX2880

Крайният модел в интегрираната линия на синтезаторите Maxim е MAX2880  със PLL система, използваща външен VCO и способна да работи в още по-широк честотен обхват. Заедно с външен референтен осцилатор, VCO и филтър, MAX2880 генерира радиочестотни честоти с ниско ниво на шум в диапазона от 0,25 ... 12,4 GHz на изхода. MAX2880 използва вграден сензор за температура. Предлага се в две версии: в 20-пинов TQFN пакет и 16-пинов тип TSSOP, които могат да работят в разширен диапазон на работната температура от -40 ... 85 ° C.

Функционалната схема на MAX2880 е показана на фигура 4. Принципът на неговата работа и редица компоненти са подобни на тези, използвани в MAX2870 и MAX2871. MAX2880 включва високопрецизен детектор за фаза с нисък шум (PFD) и прецизна зарядна помпа за кондензатор на контурния филтър, 10-битов програмируем референтен делител, 16-битов делител на Integer N и 12-битов преобразувател с коефициент на променлив коефициент.

3-жилен интерфейс за управление с пет регистъра за запис и един за четене, имащ канал за разделяне на референтната честота от REF входа, е подобен на разглеждания по-рано. Но в същото време в MAX2880 няма блок от вградени VCO, а се използва външен VCO, контролиран от CP изхода. MAX2880 може да бъде настроен в режим на ниска мощност чрез задаване на SHDN \u003d 1 (регистър 3, бит 5) или, както в другите MAX синтезатори, с ниско ниво на CE щифта.

Честотата на фазовия детектор MAX2880 се определя по следната формула:

Тук fREF е входната референтна честота. DBR (регистър 2, бит 20) задава режима на удвояване на входната честота fREF. RDIV2 (регистър 2, бит 21) задава режима на разделяне на fREF с 2. R (регистър 2, битове 19 ... 15) - стойността на 5-битовия програмируем референтен делител (1 ... 31). Максималният fPFD е 105 MHz за Fractional-N и 140 MHz за Integer-N. Разделителят R се нулира, когато RST (регистър 3, бит 3) \u003d 1.

Честотата на външния VCO се определя по формулата:

Където N е стойността на 16-битовия делител N (16 ... 65535), програмиран чрез битове 30 ... 27 (MSB) на регистър 1 и битове 26 ... 15 от регистър 0 (LSB). M е стойността на коефициента на частичен коефициент (2 ... 4095), програмирана чрез битове 14 ... 3 от регистър 2. F е стойността на дробното деление, програмирана чрез битове 14 ... 3 от регистър 0. В режим Fractional-N минималната стойност на N е 19, а максималната - 4091 Разделителят N е нулиран, когато RST \u003d 1 (регистър 3, бит 3). PRE - контролира входния предразделител, където 0 означава деление на 1, а 1 - деление на 2 (регистър 1, бит 25). Ако входната честота е по-висока от 6.2 GHz, PRE \u003d 1.

RF входове

RF диференциалните входове (таблица 3) са свързани към входни буфери с висок импеданс, които управляват демултиплексора, за да изберат един от два честотни диапазона 0,25 ... 6,2 GHz или 6,2 ... 12,4 GHz. За работа в горния диапазон се използва предварителен делител на 2, избран чрез задаване на бита PRE \u003d 1. Когато работите в едноканална версия, неизползваният RF вход е свързан към общия изход чрез кондензатор 100 pF.

Възможна версия на превключвателната верига MAX2880 е показана на фигура 5.

Таблица 3. Цел на заключенията MAX2880

заключение	име	функция
1	GND_CP	Общо заключение за генератор на заредена помпа. Свързва се към споделената шина на основната платка
2	GND_SD	Общ изход за сигма-делта модулатор. Свързва се към споделената шина на основната платка
3	GND_PLL	PLL общо заключение. Свързва се към споделената шина на основната платка
4	RFINP	Положителен RF вход за разширен делител. Ако не се използва, се свързва чрез кондензатор към общия терминал.
5	RFINN	Отрицателен RF вход за предразделител. Свързва се към изход VCO чрез кондензатор
6	VCC_PPL	PLL захранване
7	VCC_REF	Захранване на канала REF
8	REF	Референтен вход
9,1	GND	Свързва се към общия изход на захранването на платката
11	CE	Избор на чипове. Ниско логическо ниво на този щифт изключва захранването на устройството.
12	CLK	Сериен вход за синхронизация
13	DATA	Последователно въвеждане на данни
14	LE	Зареждане Активиране на въвеждането
15	MUX	Множество вход / изход на данни
16	VCC_RF	Захранване за RF изход и разделители
17	VCC_SD	Захранване на модулатор Sigma Delta
18	VCP	Захранване на помпата за зареждане
19	RSET	Заредете входния диапазон на входния ток
20	CP	Изход на помпата за зареждане Свързва се към външен филтър
–	ЕР	Радиатор Свързва се към шината на общия захранващ кабел на основната платка

Инструменти за разработка: Демонстрационни табла и софтуер

Значително опростяване на процеса на разработка и намаляване на продължителността на внедряването на нови решения позволяват специални хардуерни и софтуерни инструменти от Maxim Integrated.

Дъски MAX2870 / MAX2871 Комплект за оценка

Демонстрационни табла MAX2870 / MAX2871  (Фигура 6) опростяване на тестването и оценката на синтезаторите MAX2870 и MAX2871. Всяка платка е снабдена със стандартни SMA конектори за свързване на входни източници, 50 Ohm натоварвания, сигнални или спектрални анализатори. Има USB конектор за свързване към компютър с предварително инсталиран специален софтуер.

Последователността на действията при работа с оценяващи табла е следната.

• изтегляне на софтуер от www.maximintegrated.com/evkitsoftware;
• разопаковайте и инсталирайте този софтуер (Фигура 7);
• след стартиране на файла MAX287x.exe трябва да изберете типа чип (MAX2870 или MAX2871) и да натиснете бутона „Продължи“. На екрана ще се появи работещ графичен интерфейс;
• проверете връзката на USB кабела със зеления правоъгълник в долния десен ъгъл на началния екран;
• уверете се, че честотата на TCXO (U2) на платката отговаря на софтуера REF.FREQ. Ако не, въведете необходимата стойност в MHz (по подразбиране 50) и натиснете „Enter“;
• щракнете върху бутоните „По подразбиране“ и след това - „Изпрати всички“, разположени в горната част на работния екран;
• въведете необходимата стойност на изходната честота в MHz в прозореца RF_OUTA или RF_OUTB и натиснете „Enter“;
• проверете дали индикаторът PLL Lock в долния ляв ъгъл е зелен.

Използвайте анализатор на сигнал, за да оцените работата на MAX2870 или MAX2871. По подразбиране се използва външен референтен източник от 50 MHz. Но можете да използвате други стойности след съответна промяна в стойностите в програмируемите регистри.

Ниво на изхода

За да изравните натоварването на неизползваните изходи, с тях се използват 3 dB атенюатори. По този начин измерената мощност на изходите на таблото за оценка (SMA конектори) става с 3 dB по-ниска от реалното ниво. За да измерите истинската стойност на изходното ниво, извадете атенюаторите и свържете 50 Ohm натоварване към всички активни неизползвани изходи.

Настройки за експортиране / импортиране на регистъра

За да експортирате настройките на регистъра от MAX2870 / MAX2871, изпълнете следните стъпки:

• изберете с мишката надписа „Reg → Clip“ в долния ляв ъгъл на работния екран, след което стойностите на регистъра ще бъдат записани в клипборда;
• поставете съдържанието на клипборда във всеки тестов редактор.
• За да импортирате настройки за регистрите MAX2870 / MAX2871, изпълнете следните стъпки:
• копирайте настройките на регистъра (с разделител на запетая) от текстов редактор в буфера;
• кликнете върху надписа „Clip → Reg“ в долния ляв ъгъл на работния екран;
• кликнете върху бутона „Изпрати всички“ в горния десен ъгъл на началния екран.

Board MAX2880 комплект за оценка

Таблото за оценка на MAX2880 включва директно PLL широколентов синтезатор, както и външен VCO с честотен диапазон от 5840 ... 6040 MHz, термично компенсиран кристален осцилатор (TCXO) с честота 50 MHz, филтър за пасивна обратна връзка и контролери за спад на ниско напрежение.

Софтуерът работи на Windows компютри, като се започне с XP.

В допълнение, за да работите с модула за оценка MAX2880, се нуждаете от Maxim INTF-3000-към-USB интерфейсна платка, 20-жилен лентов кабел за комуникация между интерфейс и табла за оценка. За да свържете оценяващата платка към компютъра, се нуждаете от USB кабел тип A - тип B. За таблото за оценка се нуждаете и от външно 6 V / 150 mA захранване.

Схемата за свързване е показана на Фигура 8, а самите платки на Фигура 9.

Работният софтуер се изтегля от www.maximintegrated.com. Процесът на инсталиране и експлоатация е подобен на описания за комплект за оценка MAX2870 / MAX2871. Работният екран на програмата е показан на фигура 10.

заключение

Честотни синтезатори MAX2870, MAX2871 и MAX2880, произведени от Maxim Integrated, осигуряват работа в разширен диапазон от радиочестоти и могат да се използват в източници на висока честота с повишена точност в различни телекомуникационни, навигационни и измервателни уреди.

Демонстрационни табла и специализиран софтуер позволяват на компанията да ускори разработването, конфигурирането и внедряването на нови образци на оборудване.

литература

1. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870.pdf.
2. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2871.pdf.
3. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880.pdf.
4. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870EVKIT.pdf.
5. https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880EVKIT.pdf.

  и - нисък шум диференциални усилватели

MAX44205  и MAX44206  фирмено производство Максим интегриран  - Това са напълно диференцирани операционни усилватели с нисък шум, проектирани да работят с прецизни високоскоростни аналого-цифрови преобразуватели с разделителна способност например 16/18/20 бита.
  Уникална комбинация от характеристики, широк диапазон на захранващи напрежения (2.7 ... 13.2 V), ниска консумация на енергия и широка честотна лента позволяват използването им в високоефективни системи за събиране на данни с ниска мощност.
  И двата усилвателя чрез изхода на VCOM ви позволяват да управлявате изходното напрежение в общ режим, което в някои случаи значително опростява схемата на измервателния канал и нормализира постоянния компонент на изходния сигнал в съответствие с изискванията на ADC.
  Характеристика на MAX44205 е допълнителна функция за ограничаване на изходното напрежение, която позволява той да бъде ограничен до пълната скала на ADC в случаите, когато захранващото напрежение на усилвателя е по-високо от максимално допустимото входно напрежение на преобразувателя.
  В режим на ниска мощност, токът, консумиран от усилвателите, е само 6,8 μA, което увеличава живота на батерията в самостоятелни измервателни системи или може да намали консумацията на енергия на цялата система в периодите между измерванията.
Усилвателите се предлагат в миниатюрни, но без спойка 12-пинови µMAX® пакети и 10-пинови TDFN пакети. Работен температурен диапазон -40 ... 125 ° C.
  За оценка на параметрите на усилвателите е разработена демонстрационна платка MAX44205EVKIT #, MAX44205 се използва и като драйвер за ADC на демонстрационната платка. MAX11905DIFEVKIT #.
  Препоръчителни приложения за усилватели:

• активни филтри;
• системи за високоскоростен контрол на процесите;
• медицинско оборудване;
• преобразуване на сигнали в общ режим в диференциални;
• диференциална обработка на сигнала.

При разработването и установяването на микровълнови устройства радиолюбителите често имат трудности, свързани с липсата на измервателна апаратура с желания честотен диапазон. Предлаганият честотен синтезатор може да бъде направен в любителски условия. Работи в обхвата от 1900 ... 2275 MHz. Стойността на честотата се избира от няколко възможни с помощта на превключвателя.

При сравнително ниски честоти (до 100 ... 150 MHz) проблемът със стабилизацията на честотата на осцилатора се решава чрез използване на кварцови резонатори, при по-високи (400 MHz) - използване на резонатори на повърхностни акустични вълни (SAW резонатори), микровълнови диелектрични резонатори висококачествена керамика и други висококачествени резонатори. Стабилизирането чрез използване на пасивни компоненти има своите предимства - простота и сравнително ниска цена на внедряване. Основният му недостатък е невъзможността за значителна промяна в честотата на генерирания сигнал без промяна на елемента за настройка на честотата.

Широко използваните интегрални честотни синтезатори позволяват да се реализира бърза електронна настройка на генератора (включително микровълновата), като се поддържа стабилност на висока честота. Синтезаторите са от пряк и косвен тип.

Предимствата на директния синтез се считат за висока скорост на промяна на честотата и настройка с малка стъпка. Поради наличието на голям брой спектрални компоненти в синтезирания сигнал в резултат на множество нелинейни трансформации, устройствата за директен синтез рядко се използват в микровълновото оборудване.

За микровълновия синтез по-често се използват синтезатори с индиректен тип с фазово заключен контур (PLL). Принципът на операцията PLL, както и методологията за изчисляване на филтъра за обратна връзка, са широко и многократно разглеждани в литературата, например, c. Има няколко безплатни разпределени програми, които ви позволяват да изчислите оптималните параметри на филтрите за обратна връзка, те могат да бъдат намерени в интернет на уебсайта   или .

PLL интегрираните синтезатори са от два типа: програмируеми (честотните стойности се задават от външни команди) и непрограмируеми (фиксираните коефициенти на умножение и деление на референтната честота не могат да бъдат променяни).

Недостатъците на непрограмируемите интегрирани синтезатори, например MS12179, включват необходимостта от използване на кварцов резонатор с точно определена честота, което не винаги е възможно. Програмируемите синтезатори, като UMA1020M, са без този недостатък. Ако имате контролен микроконтролер, технически е лесно да настроите такъв синтезатор на дадена честота. Микровълновите осцилатори с електронна настройка на честотата, необходими за работа с чип на синтезатор, са достъпни за потребителя под формата на функционално завършени модули, направени по хибридна технология.

Диаграма на лабораторен синтезатор на честота, предназначен да проверява и коригира настройките на оборудването в диапазона 2 GHz, е показан на фиг. 1. Той се основава на чипа UMA-1020M (DA3), техническата документация за който може да бъде намерена на уебсайта на производителя му на адрес .

Синтезаторът има също осцилатор с управление на напрежение (VCO) DA1, кристален осцилатор с 10 MHz с референтна честота 10 MHz DA2 и микроконтролер DD1. Микровълновият сигнал от изхода на VCO отива към изхода на синтезатора (конектор XW1) и към входа на главния програмируем честотен делител на чипа DA3. Сигналът на базовата честота от изхода на генератора DA2 се подава към спомагателен програмируем честотен делител, който също е част от чипа DA3.

Коефициентите за разделяне на честотата на главния и спомагателните разделители се задават от микроконтролера DD1 (Z86E0208PSC), изпращайки съответните команди чрез трипроводната информационна шина (пинове 11-13 DA3). Изходният код на контролната програма е даден в табл. 1. Вътрешната памет на микроконтролера е достатъчна за съхранение на данни на седем различни честотни стойности. Една от честотните стойности или режимът, в който няма сигнал на изхода, се избира от джъмперите S1-S3 според таблицата. 2. Установеният режим влиза в сила в момента на включване на захранването на устройството, след което никакви манипулации с превключвателите не влияят на работата му, докато не се включи отново. Светодиодът HL1 трябва да изгасне 1 секунда след включване на захранването. Можете да прочетете за програмирането на микроконтролери Zilog на.

Синтезаторът е сглобен върху печатна платка, външният вид на която е показан на фиг. 2. За повърхностен монтаж се използват резистори и кондензатори.

литература

1. Стариков О. PLL метод и принципи на синтезиране на високочестотни сигнали. - Chip News, 2001, № 6.
2. VCO Дизайнерски наръчник 2001. VCO / HB-01. - Мини вериги.
3. Glvdstein M.A. Микроконтролери на семейство Z86 Zilog. Ръководство за програмист - М.: ДОДЕКА, 1999, 96 с.

В допълнение към микровълновия синтезатор UMA1020M чипът съдържа още един, работещ в честотен диапазон от 20..300 MHz. 6n не се използва в описаната конструкция.

  Автор: Александър Ченакин (фазова матрица); превод от английски Пивак А.В. Ph.D.
   Дата на публикуване: 1 май 2007 г.

Честотен синтез: актуални решения и нови тенденции

Основни характеристики

Честотен синтезатор е ключов елемент в почти всяка система за комуникация, измерване и управление. По-долу са основните изисквания за проектиране на нови поколения синтезатори на микровълнови честоти.

Честотен диапазон и разделителна способност , Фиксиран или сравнително теснолентов (10-20%) сигнал може да бъде достатъчен в много приложения. Съвременните цифрови широколентови системи обаче изискват много по-широко честотно покритие, разширяващо няколко октави. Широкочестотната лента и високата разделителна способност (1 Hz и по-долу) са неразделно изискване от измервателни уреди - лабораторни честотни генератори, спектрални анализатори и др. Изглежда препоръчително да се разработи универсално широколентово решение, което може да се използва в много приложения.

Изходна мощност. Необходимото ниво на изходна мощност може да варира значително в зависимост от конкретното приложение. Типичен сценарий е използването на синтезатор като източник на референтния сигнал на миксера в различни системи за преобразуване на честотата. Обикновено 10 ... 17 dBm е приемливо ниво, въпреки че някои вериги изискват по-голяма мощност.

Нехармонично изкривяване. Нехармонични спектрални компоненти ( спърс) - нежелани честотни продукти, създадени от синтезатора на отделни дискретни честоти. Местоположението и нивото на тези компоненти се определят от архитектурата на конструкцията и честотния план на конкретен синтезатор. В микровълновите комуникационни системи нехармоничните изкривявания могат да ограничат способността на приемащото устройство да изолира и допълнително да обработва получения сигнал. По този начин нивото на нехармоничните спектрални компоненти на синтезатора е сведено до минимум и като правило не надвишава -60 dBn спрямо нивото на основния сигнал, въпреки че в някои случаи трябва да бъде намалено до -80 dBn и по-ниско. Това изисква известни усилия при проектирането на честотен синтезатор и обикновено е компромис между други параметри, по-специално фазовото ниво на шума, честотната разделителна способност и скоростта на настройка.

Фазов шум и стабилност - един от основните параметри, който в крайна сметка ограничава чувствителността на приемащите системи. Стабилността на синтезатора и фазовият шум се определят от референтния сигнал ( препратка), както и специфичната архитектура на синтезатора. Синтезаторите въз основа на използването на фазово заключен цикъл (PLL) също зависят от използвания настройващ се осцилатор, шумът от който може да е по-нисък от ефективния шум на референтния сигнал при големи отклонения от основната честота. Добър пример е YIG генератор ( YIGосцилатор), нивото на шума на което може да достигне -120 ... -130 dBc / Hz (при детуриране от 100 kHz) в честотен диапазон от 2 до 10 GHz и по-високо.

Скорост на настройка определя колко бързо синтезаторът може да бъде настроен от една честота на друга. Времето, необходимо за настройка, е критичен параметър, тъй като по правило той не може да се използва за обработка на сигнали. Новите поколения комуникационни системи изискват все по-високи скорости на комутация, за да увеличат ефективната пропускателна способност. Дори традиционно „бавните“ измервателни уреди изискват увеличаване на скоростта на настройка. Типичен пример е новият векторен мрежов анализатор, съдържащ четири независими високоскоростни честотни синтезатора. Затова разработчиците на честотни синтезатори трябва да вземат предвид тази тенденция; необходимите стойности на скоростта на настройка са в микросекунда.

Разход на енергия и размери. Съвременното оборудване има тенденция към намаляване на размера и намаляване на консумацията на енергия. Новите разработки трябва да използват микросхеми с висока степен на интеграция и ниска консумация на енергия. Също така трябва да се изостави използването на обемисти и енергоемки YIG-генератори и филтри.

Специални изисквания

Съвременните микровълнови синтезатори изискват непрекъснато подобряване на техническите характеристики, разширяване на функционалността, намаляване на размера, консумацията на енергия и крайната цена. Специално изискване обаче е да се увеличи скоростта на настройка, което е продиктувано от постоянното разширяване на капацитета на съвременните микровълнови системи. Докато традиционните измервателни уреди и комуникационни системи все още работят в милисекундния диапазон, новите системи изискват микросекундна скорост на превключване, като същевременно поддържат основните характеристики (фазов шум, нехармонично изкривяване), което очевидно представлява сериозни технически затруднения. Друг проблем - намаляването на крайната цена, въпреки че е доста „стандартно“ изискване, също така драстично стеснява избора на необходимите технически решения.

Тези специални изисквания - микросекундният диапазон на скоростта на настройка (заедно с ниския шум и изкривяването!) И ниската цена - вероятно ще бъдат ключови параметри при разработването на нови поколения честотни синтезатори.

Архитектурни решения

По-долу са разгледани различни архитектури и дизайнерски характеристики на честотни синтезатори. Особено внимание се обръща на техническите решения, насочени към увеличаване на скоростта на настройка, както и намаляване на цената на синтезатора.

Аналогови синтезатори. Основната функция на всеки синтезатор е да преобразува референтния сигнал ( препратка) до необходимия брой изходни сигнали. Аналогови синтезатори ( директенаналогсинтезатори) се реализират чрез смесване на отделни базови честоти с последващото им филтриране, както е показано на фиг. 1. Базовите честоти могат да бъдат получени на базата на генератори с ниска честота (кварц, SAW) или високочестотни (диелектрик, сапфир, вълновод, керамични резонатори) чрез умножение, деление или фазово заключен цикъл.

Основният недостатък на тази топология е ограниченият обхват и честотната разделителна способност. В нашия пример (фиг. 1) не се генерират повече от осемнадесет изходни честоти (дори при използване на двете странични ленти на миксера). Броят на генерираните сигнали може да бъде увеличен чрез въвеждане на по-голям брой базови честоти и / или етапи на смесване, както е показано на фиг. 2. Това обаче води до бързо увеличаване на броя на използваните компоненти и, следователно, до сложността на системата.

Ефективно решение е използването на цифров ( DDS) синтезатор (фиг. 3) за увеличаване на необходимата минимална честота от аналоговата част.

Друг сериозен проблем е големият брой нежелани продукти за конверсия на етапи на смесване, които трябва внимателно да се филтрират; трябва да се обърне специално внимание на осигуряването на необходимата изолация на превключващите се филтри. Въпреки че има голям брой различни схеми за организация на миксери и филтри, всички по правило изискват интензивно използване на хардуер (т.е. компоненти), за да се осигури малък размер на стъпките и широко честотно покритие. По този начин, въпреки че този подход предлага изключително висока скорост на настройка и нисък шум, използването му е ограничено поради сравнително високите характеристики на разходите.

Цифрови синтезатори За разлика от традиционните решения, цифровите синтезатори ( DDS - Директен цифров синтезатор) използвайте цифрова обработка, за да конструирате желаната форма на изходния сигнал от основния (часовник) сигнал. С помощта на фазов акумулатор първо се създава цифрово представяне на сигнала (фиг. 4), а след това се генерира самият изходен сигнал (синусоидална или друга желана форма) с помощта на цифрово-аналогов преобразувател (DAC - КПР). Скоростта на генериране на цифровия сигнал е ограничена главно от цифровия интерфейс и е много висока, сравнима с аналоговите схеми. Цифровите синтезатори осигуряват и доста ниско ниво на фазов шум, дори показват намаляване на шума на използвания часовник сигнал. От тази гледна точка цифровият синтезатор функционира като нормален честотен делител. Основното предимство на цифровия синтезатор обаче е неговата изключително висока честотна резолюция (под 1 Hz), определена от дължината на фазовата батерия.

Основните недостатъци са ограниченият честотен обхват и голямото изкривяване на сигнала. Докато долната граница на обхвата на работната честота на цифровия синтезатор лежи практически в областта на постоянен ток, горната му граница, в съответствие с критерия Найквист, не може да надвишава половината тактова честота. В допълнение, реконструкцията на изходния сигнал изисква използването на нискочестотен филтър, ограничаващ обхвата на изходния сигнал до 40% (приблизително) тактова честота.

Друг сериозен проблем е високото съдържание на нежелани спектрални продукти ( спърс) поради грешки в квантоването и преобразуването на DAC. От тази гледна точка цифровият синтезатор се държи като честотен миксер, генерира дискретни продукти при комбинирани честоти. Въпреки че честотата на местоположението на тези продукти може да бъде лесно изчислена, тяхната амплитуда е много по-малко предвидима. По правило продуктите от по-нисък ред имат най-голяма амплитуда, но продуктите от доста висок ред трябва да се вземат предвид при разработването на честотния план на конкретен синтезатор. Амплитудата също се увеличава с увеличаване на тактовата честота, което е допълнително ограничение на обхвата на генерираните честоти. Практическите стойности на горната граница на обхвата са в областта от няколко десетки до няколкостотин MHz с ниво на дискретни спектрални продукти от -50 ... -60 dBc. Очевидно е, че директното умножение на изходния сигнал на честотния синтезатор не може да бъде реализирано поради по-нататъшното разграждане на спектралния състав.

Има голям брой хардуерни и софтуерни решения, насочени към подобряване на спектралния състав на цифров синтезатор. Хардуерните методи обикновено се основават на прехвърляне на сигнала на цифровия синтезатор нагоре по честота с последващото му разделяне, както е показано на фиг. 5. Този метод ефективно намалява съдържанието на нежелани спектрални продукти с 20 dB / октава, присъща на процеса на разделяне на честотата. За съжаление, това също намалява честотната лента на генерирания сигнал, което изисква увеличаване на броя на използваните базови честоти и филтри (фиг. 6), като аналогови вериги.

Софтуерните методи са насочени към оптимизиране на честотния план на синтезатора, основаващ се на факта, че местоположението на отделните продукти на цифровия синтезатор е функция на неговия изходен сигнал и тактовата честота (като честотни смесители). Така че за дадена изходна честота дискретен продукт може да бъде изместен по честота (и следователно филтриран) чрез промяна на тактовата честота на цифров синтезатор. Този метод може да се използва особено ефективно в PLL системи, които осигуряват генериране на часовник сигнал, както и теснолентово филтриране на изходния сигнал. Трябва да се отбележи, че софтуерният метод работи доста ефективно за потискане на продукти от сравнително малък ред. За съжаление плътността на дискретни спектрални продукти обикновено нараства пропорционално на техния ред, което ограничава практическото използване на този метод до -70 ... -80 dBn.

По този начин, поради ограничения честотен диапазон и високото съдържание на нежелани спектрални продукти, цифровите синтезатори рядко се използват за директно генериране на микровълнов сигнал. В същото време те се използват широко в по-сложни аналогови и PLL системи за осигуряване на висока честотна резолюция.

PLL синтезатори

Синтезаторите, основаващи се на използване на фазово заключен контур, като правило имат много по-малки размери и ниво на сложност в сравнение с аналогови вериги. И така, типичният PLL синтезатор включва еднорегулируем ресилатор (VCO - VCO), сигналът на който след необходимото (програмируемо) честотно разделение се подава към входа на фазовия детектор, както е показано на фиг. 7.

Другият вход на фазовия детектор е свързан към източника на референтен сигнал ( препратка), чиято честота е равна на необходимата честотна стъпка. Фазовият детектор сравнява сигналите и на двата входа и генерира сигнал за грешка, който след филтриране и усилване (ако е необходимо) настройва VCO честотата на ƒ \u003d F REF × N, където F REF е честотата на референтния сигнал на входа на фазовия детектор.

Основното предимство на PLL-базирани схеми е по-чист спектър на изходния сигнал поради ефективно използване на нискочестотен филтър (нискочестотен филтър - LPF)и много по-ниско ниво на сложност в сравнение с аналоговите синтезатори. Основният недостатък е по-дългото време за настройка (обратно пропорционално на честотната лента на PLL филтъра и следователно честотната стъпка) и значително по-високото ниво на фазовия шум в сравнение с аналоговите вериги. Фазовият шум на синтезатора в пропускателната лента на PLL филтъра е λ \u003d λ   PD  + 20 дневник Nкъдето λ PD е общото ниво на фазовия шум на референтния сигнал, фазов детектор, честотен делител, усилвател на филтъра и обратната връзка, преизчислен на входа на фазовия детектор (фиг. 8). По този начин фазовият шум зависи от съотношението на делене на честотния делител, което може да бъде доста голямо, за да осигури необходимата честотна резолюция. И така, за да се получи сигнал с честота 10 GHz с разделителна способност 1 MHz, коефициентът на деление трябва да бъде равен на 10 000, което съответства на увеличение на фазовия шум с 80 dB. В допълнение, програмируемите разделители се използват на относително ниски честоти, което изисква въвеждането на допълнителен високочестотен делител с фиксирано съотношение на делене (Честотния делител).Това води до увеличаване на общото съотношение на делене на контура за обратна връзка и като последица до по-нататъшно влошаване на фазовия шум. Очевидно такава проста схема не позволява използването на шумовите възможности на съвременните генератори на референтен сигнал с нисък шум. Освен това хармоничните компоненти на референтния сигнал в изходния спектър на синтезатора обикновено също са пропорционални на коефициента на делене във веригата за обратна връзка. В резултат на това еднолинейните PLL са с ограничена употреба, а именно в системи, които нямат високи изисквания към качеството на генерирания сигнал.

Основните характеристики на синтезатора могат да бъдат значително подобрени чрез въвеждане на честотна конверсия (миксер) във веригата за обратна връзка, както е показано на фиг. 9. В този случай VCO сигналът се предава низходящо по честота, което може значително да намали съотношението на разделяне на контура за обратна връзка. Референтният сигнал на миксера се генерира с помощта на допълнителен PLL цикъл (мулти-контур) или честотен умножител. Красиво решение е да се използва хармоничен миксер, който използва многобройните хармоници на референтния сигнал, генериран от вградения диод. Използването на хармоничен миксер може драстично да опрости дизайна на синтезатора. В същото време трябва да се отбележи изключително високата чувствителност на този тип смесител към параметрите на отделни елементи на веригата, оптимизирането на които далеч не е тривиална задача.

В зависимост от специфичните изисквания за фазов шум и честотна разделителна способност може да се въведе по-голям брой етапи на смесване, което обаче усложнява дизайна на синтезатора. Друг проблем, присъщ на схемите за преобразуване на честотата, е фалшиво улавяне на честотата (например, когато използвате огледалния канал на смесителя). Това изисква доста точна предварителна настройка на честотата на VCO, например с помощта на цифро-аналогов преобразувател (DAC). Това от своя страна изисква изключително висока линейност (и повтаряемост) на честотната настройка на честотата на VCO в диапазона на работната температура, както и точно калибриране на тази характеристика, за да се компенсира нейното изместване на температурата. В допълнение, цифрово-аналоговите преобразуватели, като правило, се характеризират с повишено ниво на шума, което влияе директно върху шумовите характеристики на синтезатора и изисква DAC да бъде отстранен от PLL контура, след като бъде настроен на нужната честота.

Друг начин за намаляване на общия коефициент на деление се основава на използването на коефициентите на дробно деление, което се постига чрез разделяне на честотата на N+1 всеки Мпериоди на сигнала и разделяне на Nпрез останалото време. В този случай средното съотношение на деление е (N+1)/ Мкъдето N  и Мса цели числа. За даден размер на стъпката на честотата вериги с коефициент на частично деление позволяват използването на по-висока сравнителна честота на входа на фазовия детектор, което води до намаляване на фазовия шум и увеличаване на скоростта на настройка на синтезатора. Основният недостатък на техниката на фракционно деление е повишеното съдържание на нехармонични спектрални компоненти поради фазови грешки, присъщи на механизма на фракционно деление.

Много ефективно решение е използването на цифровия синтезатор, обсъден по-горе ( DDS), което по същество е и фракционен разделител на честотата. Цифровият синтезатор може да се използва като източник на референтен сигнал или като фракционен разделител на честотата, както е показано на фиг. 10, 11, съответно. Особено внимание трябва да се обърне на спектралния състав на изходния сигнал на цифровия синтезатор, който се разгражда с 20 dB / октава поради наличието на честотен делител в PLL контура. От тази гледна точка конфигурацията, показана на фиг. 10, изглежда по-гъвкав, тъй като позволява въвеждането на смесените каскади, разгледани по-горе. Въпреки че схемата, показана на фиг. 11 и не съдържа честотен делител, но той е обект на същата степен на разграждане, съответстваща на съотношението на входната (тактовата) и изходната честоти на цифровия синтезатор.

Трябва да се отбележи, че описаните по-горе методи за подобряване на спектралните характеристики на цифровите синтезатори работят ефективно с PLLs с изключително високи филтриращи свойства. И въпреки че използването на цифров синтезатор води до известно усложнение на веригата, все пак изглежда, че цялостният дизайн ще има добри технически и разходни характеристики.

VCO избор

Дизайнът на PLL синтезатори до голяма степен се определя от параметрите на използвания VCO. В исторически план разработчиците на синтезатори разчитаха предимно на генератори YIG, характеризиращи се с широк диапазон от генерирани честоти и нискофазен шум. YIG генераторите също показват линейни (и повтаряеми) характеристики на настройка, което опростява първоначалната настройка и блокирането на честотата в многоконтурните PLL системи. Тези уникални характеристики на генераторите YIG за дълго време гарантират доминирането на синтезаторите, конструирани на тяхна основа.

Въпреки това, високата консумация на енергия, размера, високата цена и особено ниската скорост на настройка, присъща на всеки генератор YIG, предопределят прехода към полупроводникови генератори. Понастоящем високочестотните (до 10 GHz и по-високи) твърдо настроени осцилатори се предлагат под формата на евтини интегрални схеми. Тъй като шумовите характеристики на такива генератори са значително по-лоши в сравнение с генераторите на YIG, конструкторите на синтезатори трябва да разчитат главно на качеството на шума от източника на референтен сигнал. Понастоящем търговските кристални осцилатори проявяват фазов шум в областта на -160 ... -176 dBc / Hz при честота 100 MHz с отклонение от 20 ... 100 kHz. Тези стойности съответстват на -120 ... -136 dBc / Hz, когато се преобразуват в 10 GHz и същата детунираща честота, която е сравнима и дори надвишава шумовите характеристики на YIG генераторите. Разбира се, се приема, че шумовите характеристики на отделни елементи на синтезатора не влияят значително на процеса на преобразуване на референтния сигнал. Въпреки че това предположение изисква използването на извънредни технически решения, крайният ефект е очевиден: синтезаторите, основаващи се на полупроводникови генератори, потенциално могат да постигнат изключително високи настройки на честотата, заедно с отлични шумови и спектрални характеристики, без да се използват скъпи, обемисти и енергоемки генератори YIG.

Бъдещо развитие

Аналоговият синтезатор е най-модерната архитектура, предлагаща изключително висока скорост на настройка и нискофазен шум. Въпреки че неговите разходи характеристики не съответстват на общата тенденция за намаляване на разходите, аналоговият синтезатор може да бъде отлично решение в някои приложения, където ниската цена не е доминиращият фактор. Очаква се известно намаляване на разходите с увеличаване на работната честота на цифровите синтезатори, което може да опрости дизайна на аналогов синтезатор.

Цифровите синтезатори имат огромен потенциал в резултат на изключително бързото развитие на GaAs, Si и SiGe технологиите. Очаква се увеличаване на работната честота и подобряване на спектралните характеристики на цифровите синтезатори, което ще бъде от голяма полза при проектирането на аналогови и PLL синтезатори.

Въпреки това, най-обещаващите разработки в близко бъдеще вероятно ще бъдат свързани с PLL синтезатори, базирани на интегрални схеми на евтини генератори. Основните усилия ще бъдат насочени към намаляване на присъщия шум на отделните елементи на синтезатора, за да се разшири оптималната честотна лента на PLL филтъра до няколко MHz, където твърдоточните генератори стават конкурентни по отношение на шумовите свойства с YIG генераторите. Това ще позволи да се постигне диапазон на скоростта на настройка на микросекундната честота, като същевременно се поддържа нивото на шума, присъщо на генераторите YIG. Тези характеристики, заедно с ниската цена, присъща на PLL синтезаторите, вероятно ще предопределят доминирането им в бъдещите разработки.

Литература:

1. J. Browne, „Честотни синтезатори за настройка на комуникационни системи“, Microwaves & RF, март 2006 г.
2. В. Крупа, „Теория, дизайн и приложения на честотния синтез“, Ню Йорк: Willey, 1973.
3. V. Manassewitsch, „Теория и дизайн на синтезаторите на честотата“, Трето издание, Ню Йорк: JohnWiley & Sons, 1987.
4. U. Rohde, “Микровълнова и безжична синтезатори: теория и дизайн”, Ню Йорк: John Wiley & Sons, 1997.
5. J. Klapper и J. Frankle, „Системи за обратна връзка с фаза и честота“, New York: Wiley, 1972.
6. „Мрежов анализатор с 24 GHz“, от Rohde & Schwartz, Микровълнов журнал, октомври 2005 г.
7. З. Галани и Р. Кембъл, „Преглед на честотните синтезатори за радари“, в IEEE сделките за микровълнова теория и техники, кн. MTT-39, 1991, pp. 782-789.
8. В. Крупа, “Директни цифрови синтезатори на честота” Ню Йорк: IEEE Press, 1999.
9. Т. Ендрес, Р. Хол и А. Лопес, „Методи за проектиране и анализ на DDS-базиран синтезатор за военни космически приложения“ в Международния симпозиум за честотен контрол на IEEE Proc., 1994, pp. 625-632.
10. У. Егън, „Честотен синтез чрез фазово заключване“, Ню Йорк: Wiley, 2000.
11. Р. Най-добър, „Фазово заключени контури - теория, дизайн и приложения“ Ню Йорк: McGraw-Hill, 1984.
12. U. Rohde, „Цифрови PLL синтезатори: дизайн и приложения“ NJ: Prentice Hall, 1983.
13. А. Бланшард, „Фазово заключени бримки“ Ню Йорк: Уайли, 1976.
14. Ф. Гарднър, „Техники на фазелок”, второ издание, Ню Йорк: Уайли, 1979 г.
15. Забележка за приложение „Fractional-N Synthesizer“, Synergy Microwave Corporation,   http://www.synergymwave.com/\u003e www.synergymwave.com.
16. „Високочестотен референтен модул“ от Valpey Fisher Corporation, Микровълнов журнал, април 2005 г.

За автора

Александър Ченакин е завършил Киевския политехнически институт, кандидат на техническите науки. Работил е на различни инженерни и мениджърски позиции, оглавява консултантската компания за изследвания на модерни технологии в областта на генерирането на микровълнов сигнал. В момента работи като директор на отдела за честотен синтез в Phase Matrix, Сан Хосе, САЩ, където ръководи разработването на нови поколения честотни синтезатори за различни измервателни уреди и системи.

Представихме продуктите на най-добрите производители

PRIST предлага оптимални решения за измерване на задачи.

При нас можете не само да закупите осцилоскоп, източник на енергия, генератор на сигнали, спектрален анализатор, калибратор, мултицет, токови скоби, но и да проверите измервателния уред или да го калибрирате. Имаме директни договори с най-големите световни производители на измервателна техника, благодарение на това можем да изберем оборудването, което ще реши вашите проблеми. Имайки богат опит, можем да препоръчаме продуктите на следните марки.

Както следва от § 1.10, по принцип е възможно да се изгради система от DCSM, използвайки цифров фазово заключен цикъл във всеки честотен диапазон, включително микровълнова. Добре известните публикации за подобни системи, макар и само в дециметровия диапазон (например ,,), принадлежат към втората половина на 60-те години. Що се отнася до SMV гамата, ние знаем само за една статия от 1971 г., която описва цифров синтезатор от този диапазон. Съгласни сме, че синтезаторите на обхват до 400 MHz принадлежат към обхвата на метровата дължина на вълната, до който те са по-близки не само защото улавят обхват, който е само малко по-голям от лентата на метъра, но и според принципите на тяхното изграждане.

Тъй като широчината на обхвата на работната честота на най-простия цифров синтезатор не може да надвишава максималната скорост на DPKD, практически опростените CFAPCH системи в микровълновата не са приложими. По-горе беше отбелязано, че включването на DPCD пред DPCD прави системата по-инерционна и влошава шумовите характеристики на последната. В действителност, ако максималната скорост на съвременните DPCD е приблизително 50 MHz, тогава за f 0 \u003d 5 GHz (средата на сантиметровия диапазон) е необходим DFCD с коефициент на разделяне c \u003d 100, т.е., ceteris paribus, пропускателната способност на PLLA се стеснява в този пример два порядъка.

Както беше показано в § 1.10, система DFCH с хетеродиниране (фиг. 1.12в), макар и по-тромава, има електрически характеристики, които не са по-ниски от най-простата система. Не е ограничена от скоростта на DPKD и следователно може да се използва в микровълнови синтезатори. Приложението на тази система в микровълновата обаче има свои собствени характеристики. Първо, тъй като ширината на обхвата на работната честота П 0 \u003d f 0 макс - f 0 мин при честота на микровълновата фуния почти винаги надвишава скоростта на DPKD f DP max, хетеродинирането трябва да се извършва не с една честота, а чрез мрежа от референтни честоти fq (k) (както в старшето десетилетие многодесетна система DKSCH). На второ място, стъпката на дискретност на определената мрежа β k не трябва да надвишава ширината на обхвата на стабилно деление на DPKD f DP max - f DP min, т.е. практически β kf DP max - f DP min, тогава преди DPKD ще трябва да включите DPCD под формата на един или два спусъка. Такъв малък коефициент на деление на DPCD (c \u003d 2 или c \u003d 4), първо, няма да влоши осезаемо електрическите характеристики на системата и, второ, тъй като индустрията приема по-бързи DPCD, първо DPCD се изражда в един тригер (c \u003d 2), и след това напълно да бъдат изключени от схемата.

По този начин може да се изобрази типична микровълнова структура на цифров синтезатор, както е показано на фиг. 3.1a. За тази система

Съвместното решение на (3.1) и (3.2) дава

Тогава от (3.3) и (3.4) коефициентът на деление на DPKD

Във втората глава бяха определени критериите [f-la (2.44)] за избор на референтни честоти, които обуславят липсата на странични компоненти, неконтролирани от PLL пръстена на изхода на синтезатора. Нека видим как са изпълнени тези критерии в диаграмата на фиг. 3.1a. защото

тогава, замествайки (3.6) в (3.1), получаваме

От (2.44) следва, че условието   Ако приемем крайния случай в последния израз (заменим неравенството с равенство) и, като вземем това предвид, заместваме (3.8) с (3.7), тогава се оказва, че

Въпреки това, като правило, в микровълновите системи P 0 \u003e\u003e f DP max. Следователно, или коефициентът на деление DPCD трябва да бъде избран достатъчно голям, или условие (2.44) в системата от фиг. 3.1а може да се извърши само в конкретен случай.

Тук беше прието, че обаче дори когато човек може да направи същите изводи.

Отрицателният ефект на DPCD върху параметрите на системата беше показан по-горе, особено за големи s. Не можете да разчитате на рязко увеличение на скоростта на DPKD в близко бъдеще. Следователно системата от фиг. 3.1a може да се използва само в теснолентов синтезатор.

Тъй като изпълнението на едно от неравенствата (2.44) трябва да се счита за задължително, е необходимо да се транспонират референтните честоти f "q" нагоре или "надолу" извън работния обхват на синтезатора, а ако синтезаторът работи на приемник или предавател миксер, след това извън работния обхват на носачите честотите на радиовръзката и очевидно условията (2.44) трябва да бъдат допълнени от друго неравенство

Бабковски А. П., Селезнев Н. Е. Федерален държавен унитарен предприемачески изследователски институт на измервателните системи на име Ю. Е. Седакова GSP-486, Н. Новгород - 603950, Русия тел .: 8312-666202, вътр. 295, e-mail: [имейл защитено]

Резюме - Представени са резултатите от проектирането на обикновен микровълнов синтезатор върху С-лентата, базиран на едночипов фазово чип с фазово заключване.

I. Въведение

Увеличаването на работните честоти до милиметровия вълнов диапазон в близкорадарни устройства с доплерова обработка на отразени сигнали изисква значително увеличаване на стабилността на излъчваните трептения.

Използването на схеми за обработка на сигнали, основаващи се на измерване на доплерово отклонение при междинни честоти в дециметровия честотен диапазон за постигане на максимална ефективност на устройството, налага използването на кохерентни генератори по пътя на предавателя и приемника.

Понастоящем най-оптималният начин за получаване на кохерентни сигнали за такива системи с милиметрова вълна е използването на честотни синтезатори от сантиметровия честотен диапазон и последващото им умножение и усилване.

По правило такива синтезатори се изграждат по схеми с много контури, като се използват миксери, разделители и умножители на честотата.

Въпреки това, през последните години, горната работна честота на едночипови синтезаторни вериги с фазово заключен цикъл (PLL) се е издигнала до средата на С-диапазона.

В момента Skyworks и Analog Devices са лидери в производството на едночипови PLL синтезатори за този честотен диапазон.

На руския пазар на електронни компоненти продукти Skyworks Inc. представлява компанията: LLC "Radiocomp" Москва.

От 1993 г., след подписването на директен лицензионен договор с Analog Devices, ЗАО Argussoft Company, Москва редовно актуализира и предлага на разработчиците пълна гама от компоненти и устройства за отстраняване на грешки.

Компанията "MEI Electronic Components", Москва представя на разработчиците подробни материали за използването на PLL микрочипове на синтезатори от различни производители.

Увеличаването на горната работна честота на PLL синтезаторите до C-честотни ленти направи възможно създаването на доста прости едноконтурни синтезатори в структурата.

В редица случаи такъв подход към изграждането на главен осцилатор (GG) и локални осцилатори е по-изгоден от гледна точка на техническите, масовите и икономическите показатели.

Основните параметри на някои микросхеми на синтезатор PLL, работещи в С-диапазона, са показани в таблица 1.

Таблица. 1. Сравнителни характеристики на микросхемите на синтезатор на PLL.

Таблица 1. Сравнителни характеристики на ИС на синтезаторите на PLL

II. Основно тяло

Функционалната схема на 3G и локален осцилатор от този тип въз основа на едноконтурния синтезатор е показана на фигура 1.

Фиг. Структурната схема на синтезатора.

Фиг. 1 Блок-схема на синтезатора

къде е реф. Ген - прецизен нискошумов референтен кристален осцилатор GK62-TS, pC - микроконтролер, PLL IC - чип на синтезатор, LPF - нискочестотен филтър, мащабиращ усилвател - операционен усилвател, диелектричен резонатор VCO - осцилатор с управление на напрежението (VCO) на базата на диелектричен резонатор, изолатор - Микровълнов клапан, насочен съединител - насочен съединител.

Отчитайки собствения ни опит в разработването на микровълнови синтезатори и резултатите от проучвания на различни микросхеми на синтезатор PLL, микросхемата CX72302 с коефициент на частично делимо разделяне на Skyworks Inc. беше избрана за разработване на HG и локален осцилатор. ,

Основни характеристики на чипа CX72302:

■ максимална изходна честота на основния канал - 6.1 GHz;

■ спомагателни - 1000 MHz;

■ максимален работен ICHFD - 25 MHz;

■ гарантирано време за превключване на честотата не повече от 100 μs;

■ ниво на собствен шум -128 dB / Hz;

■ стъпка за настройка на честотата по-малка от 400 Hz.

Използването на CX72302 позволява достатъчно

висока работна честота на импулсно честотно-фазов детектор (ICHFD) F \u003d 16,384 MHz за получаване на стъпка за настройка на честотата от 250 Hz поради високата степен на фрагментация (262144). Увеличаването на работната честота на ICPD води до намаляване на честотния множител на PLL контура и до подобряване на шумовите параметри на сигнала.

За да се намали нивото на шума в изходния сигнал, се използва генератор с висококачествен диелектричен резонатор (DR). Линейната честотна настройка в такъв осцилатор се извършва с използване на варикап ЗА627А-6, слабо свързан с ДР. Използването на транзистора 2T963A-2 ви позволява да получите изходната мощност на генератора от около 50 mW.

Микровълновият сигнал от изхода на VCO влиза през портата и насоченият разклонител към изхода на честотния синтезатор (изходната мощност е + 15dBm - около 30 mW). Част от мощността от насоченият разклонител (преходно затихване 25 dB) се разклонява към входа на PLL чипа.

Параметрите на нискочестотния филтър в контура за обратна връзка на PLL контура са изчислени съгласно метода National Semiconductor. В програмата Math-CAD2000 е моделирана работата на PLL контура и неговата стабилност е тествана в работния честотен диапазон.

При изходните честоти на синтезатора в средата на C-обхвата честотният множител на PLL контура достига 380 (работната честота на фазовия детектор е 16 MHz). Спектрална плътност на фазовия шум на генератора на еталонния кристал GK-62TS-

0 е минус (145 - 155) dB / Hz. Спектралната плътност на фазовия шум на PLL чипа е 128 dB / Hz. Следователно, спектралната плътност на фазовия шум на генерирания сигнал се определя от микросхемата и е

UV \u003d -128+ 20 log 380 \u003d -77 dB / Hz.

Изходната честота на синтезатора се контролира с помощта на микроконтролер Atmel AT90S8515-8PI. За да се ускори преходното време, честотното превключване се извършва при максимален ток на фазовия детектор. След улавяне на дадена честота, токът на фазовия детектор намалява до номиналното ниво, което води до намаляване на нивото на дискретния компонент с честотата на сравняване на фазовия детектор в спектъра на изходния сигнал на синтезатора. След превключване на синтезатора, микроконтролерът преминава в режим на заспиване, като кварцовият му осцилатор е изключен, за да намали шума от цифровата част на веригата.

В структурно отношение синтезаторът е направен под формата на набор от отделни възли, свързани помежду си с твърди коаксиални кабели. За чипа PLL и свързаната с него лента е използвана платка с фибростъкло с дебелина 0,8 мм. Въпреки сравнително високата работна честота, използването на подложка от евтин материал е оправдано.

III. Експеримент

Експериментални проучвания на шумовите параметри на честотен синтезатор бяха проведени с помощта на апарат за определяне на спектралната плътност на фазовия шум HP3048A.

Спектралната плътност на фазовия шум на разглеждания обикновен честотен синтезатор с една верига за големи детонации от носителя е:

10 kHz -92 dB / Hz;

100 kHz -117 dB / Hz.

Поради слабото свързване на варикапа с диелектричния резонатор, беше възможно да се получат доста добри параметри на шума на синтезатора, но неговата настройка на лентата не надвишава 50 MHz, когато управляващото напрежение в варикап се променя от 1 на 25 V.

За разширяване на работния обхват на честотите на синтезатора може да се използва контролиран генератор, базиран на YIG. Но ще трябва да промените схемата за регулиране на честотата.

IV. заключение

Използването на микросхема с една чип с коефициент на частично разделяне във веригата за обратна връзка на PLL позволява изграждането на компактни честотни синтезатори в съответствие с едноконтурна верига с изходни честоти до горната работна честота на микросхемата PLL със стъпка на честотна настройка в такава едноконтурна система с по-малко от 400 Hz и приемливо ниво на фазово шумово спектрално плътност ,

V. Позовавания

HF и UHF Radio компоненти на чуждестранни производители. Ценова листа. Брой 5. М. 2004.

Www.argussoft.ru

  ЛЕТО на електронните компоненти на MEI2004.

Високочестотни / микровълнови компоненти, електромеханика, захранващи устройства. 2004 г. Електронен каталог

Бабковски А. П. Опит в проектирането на PLL синтезатори на микросхеми от QUALCOMM и Mini-Circuits за блока от референтни сигнали на нивомер от милиметров обхват. - В книгата. „8-ма международна кримска конференция„ Микровълнови и комуникационни технологии “. Конференция ”[Севастопол, 14-17 септември. 1998]. Севастопол: Вебер, 1998, кн. 2, с. 667-668.

Бабковски А. П., Селезнев Н. Е. Хибридни PLL / DDS честотни синтезатори. - В книгата. „11-та международна кримска конференция„ Микровълнови и комуникационни технологии “. Конференция ”[Севастопол, 10-14 септември. 2001]. Севастопол: Вебер, 2001, с. 112-114.

Бабковски А. П., Селезнев Н. Е. Високоскоростен октавен микровълнов синтезатор с малка честотна стъпка на настройка. - В книгата. „13-та международна кримска конференция„ Микровълнови и комуникационни технологии “. Конференция ”[Севастопол, 8-12 септември. 2003]. Севастопол: Вебер, 2003, с. 136-138.

Www.skyworksinc.com

СИНТИЗАЙЗЪР ЗА ЕДИННО ЛОПОВЕ ЗА C-BAND С ULTRA FINE FREQUENCY STEP

Бабковски А., Селезнев Н.

Федерален държавен унитариатен измервателни системи изследователски институт имена на Ю. Йе. Седаков GSP-486, Нижни Новгород - 603950, Русия e-mail: [имейл защитено]

Резюме - Разгледани в тази статия са резултатите от C-лентовия прост честотен синтезатор на базата на еднопластова PLL.

Повишаването на работните честоти на доплеров радиолокатор от малък обхват до MM-честотна лента изисква значително подобряване на стабилността на предавания сигнал.

Принципът на обработка на сигнала се основава на измерване на доплеровата честота на отразените сигнали на междинната честота (в UHF диапазон). Следователно възбудителят на веригата на предавателя и локалния осцилатор (LO) трябва да бъдат съгласувани.

Понастоящем най-предпочитаният подход при генерирането на кохерентни сигнали е използването на честотни честотни синтезатори, заедно с умножители и усилватели.

Често тези синтезатори са проектирани, като се използва многоклонова схема във връзка с честотни смесители, разделители и умножители.

През последните години горната работна честота на PLL IC бе увеличена до C-честотна лента. Сега водещите производители на интегралните устройства за PLL за тази честотна лента са Skyworks и Analog Devices. Увеличаването на операционната честота на IC позволява да се проектират прости C-лентови едноконтурни синтезатори.

В някои случаи този подход може да е по-предпочитан.

Блок-схемата на възбудителя на предавателя на базата на еднократна PLL е показана на фиг. Като се вземат предвид нашите умения в дизайна на синтезатор, Skyworks CX72302 Fractional-N PLL IC беше избран за възбудител и LO дизайн. За повече подробности посетете уебсайта www.skyworksinc.com.

Използвайки CX72302, можем да получим стъпка на честота 250Hz само със стойност на честотата на сравняване на фазовия детектор 16,384MHz поради високата степен на фракционалност, 2 18. Високочестотната детекторна честота води до намаляване на стойността на главния делител N и подобряване на параметрите на шума.

Диелектричният резонаторен осцилатор с висок Q (DRO) се използва за постигане на по-добри шумови показатели от пропускателната лента PLL. Провеждането на линейни честоти се извършва с използване на варикап със слабо свързване с DR. Изходната мощност на DRO генератора е 50 mW.

Сигналът преминава през изолатора и насочващия съединител към изхода на синтезатора (изходната мощност е + 15 dBm - приблизително 30 mW). Част от мощността от прикачения порт на насоченият разклонител се насочва към входа на PLL IC.

Компонентите на филтърния цикъл се изчисляват по методите, предложени от National Semiconductor. Анализът за стабилност на веригата е оценен в MathCAD 2000.

Коефициентът на главно разделяне на контура е увеличен до 380 (фазова детекторна честота 16 MHz) при честоти около 6GHz. Фазовата спектрална плътност на шума на IC на PLL е -128 dB / Hz. По този начин спектралната плътност на фазовия шум в пропускателната лента на PLL се определя от шума на PLL IC, въпреки че фазовият шум на референтния генератор е (-145 ... -155 dB / Hz) и е равен на -77dB / Hz.

Контролът на изходната честота на синтезатора се осъществява от микроконтролер Atmel AT90S8515-8PI. За да се минимизира времето за превключване на честотата, токът на помпата за зареждане се увеличава до максималната му стойност. След заключване токът на зареждащата помпа се превключва на номиналната стойност и микроконтролерът се превключва в спящ режим заедно с изключване на генератора на часовника. Това позволява да се потисне шумът в изходния спектър на цифровата схема.

Параметрите на шума на изходния сигнал на синтезатора са измерени с тестовия набор HP3048A.

Фазовият шум на тествания синтезатор PLL с един контур в рамките на разстояния от носача е:

Честотно изместване на фазовия шум

10 kHz -92 dB / Hz

100 kHz -117 dB / Hz

Слабата връзка между варикап и диелектричен резонатор в настроения генератор осигурява параметрите на шума доста добри, но синтезираната честотна лента е твърде тясна (приблизително 50 MHz в вариращ диапазон на настройване от 1 до 25 волта).

Възможно е да се използва настроен YIG осцилатор за разширяване на синтезираната честотна лента. Но в този случай веригата за настройка на честотата трябва да бъде променена.

Fractional-N PLL с единичен чип позволява да се конструират синтезатори с единични честоти с малък размер за честотите до максималната работеща PLL IC честота с честотна стъпка по-малка от 400 Hz и приемливо ниво на фазов шум.